CN104280750B - 基于部分匹配滤波fft算法的长码捕获系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统及方法，系统包括：信号接收存储模块、本地伪码存储模块、部分匹配滤波模块、单码元累积值缓冲模块、快速傅里叶变换FFT模块、两码元直接相干累积模块、两码元处理相干累积模块、元胞非相干累积模块、峰值比较模块和判决模块。方法包括：获得基带信号；进行部分匹配滤波运算；进行快速傅里叶变换FFT；进行两码元不同加权的相干累积；进行元胞非相干累积；比较峰值；判断是否大于判决门限。本发明提高了大多普勒偏移、低信噪比环境下卫星导航信号的长码捕获性能；节省了长码捕获的硬件资源。

Description

基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统及方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，更进一步涉及卫星导航技术领域中的一种基于部分匹配滤波快速傅里叶变换(Fast Fourier Transformation FFT)算法的长码捕获系统及方法。本发明可用于实现微弱信号环境中卫星导航信号的长码捕获，提高对微弱信号环境中卫星导航信号的长码捕获性能。

背景技术

随着导航定位系统的日益完善，导航定位系统的应用范围也越来越广，但在一些特殊的环境，如室内、海底、隧道、高楼建筑密集的城市、树木遮挡的森林等，微弱信号环境中卫星导航信号的长码正确捕获面临很大的难题。在此背景下，如何提高微弱信号环境中卫星导航信号的长码捕获性能成为一个越来越重要的问题。

卫星导航信号的长码捕获问题实际上就是获取所有可见卫星导航信号的载波频率和码相位的粗略估计值。在微弱信号环境中捕获卫星导航信号的长码，加长卫星导航信号的长码与本地伪码的相干积分和非相干积分时间是两个关键部分，但是在高动态、低信噪比环境下，需要捕获的卫星导航信号的多普勒频移大、信噪比低，相干积分时间受到导航电文比特宽度和变化的影响，使得获得的相干积分增益有限。因此，提高相干积分时间和非相干累积增益，改善长码捕获的方法是提高微弱信号环境中卫星导航信号的长码捕获性能的主要解决办法。

北京北斗星通导航技术股份有限公司申请的专利“一种民码捕获方法及装置”(专利申请号201310728686.1，公开号CN103698783A)提出了一种部分匹配滤波FFT算法民码捕获方法及装置。该专利申请的方法主要是将基带信号与本地伪码分段后进行部分匹配滤波处理，完成码相位搜索，然后对部分匹配滤波的处理结果进行快速傅里叶变换FFT变换，完成频率搜索，最后对快速傅里叶变换FFT的处理结果进行非相干累加，从而实现最终的捕获，该专利申请公开的方法存在的不足是，多普勒频移较大的情况下，部分匹配滤波FFT算法存在较大的相关损失，信噪比低的情况下，部分匹配滤波FFT算法捕获性能较差，而且运算量大。该专利申请的装置主要包括第一滤波抽取模块、第二滤波抽取模块、部分匹配滤波组、快速傅里叶变换FFT处理模块、非相干累积模块及分析比较模块，这些模块仅限于对部分匹配滤波组的数据直接快速傅里叶变换，需要大量的快速傅理叶变换FFT硬件资源，该专利申请公开的装置存在的不足是，基带信号与本地伪码部分匹配滤波后直接对数据进行快速傅里叶变换FFT，因而硬件资源的开销大。

中国科学院嘉兴微电子与系统工程中心申请的专利“一种高灵敏度北斗卫星导航信号捕获方法和装置”(专利申请号201310637016.9，公开号CN103616702A)提出了一种多相位相干积分的导航信号捕获方法和装置。该专利申请的方法主要是把导航信号与本地载波信号分为I路和Q路信号，然后进行单周期积分，多个单周期的积分结果存在多种相位组合，多种相位组合分别进行相干积分，对相同相位的积分结果求幅值作为一次多相位相干积分结果，对多个多相位积分结果进行非相干累加，捕获到卫星导航信号，该专利申请公开的方法存在的不足是，虽然可以捕获到卫星导航信号，但是在多普勒频移大、卫星导航信号弱的情况下，该方法很难捕获到卫星导航信号。该专利申请的装置主要包括本地载波发生器、本地码发生器、若干乘法器、积分器及捕获检测模块，这些模块的功能仅限于对固定周期的导航信号与本地伪码相干积分，不能根据抗干扰能力的强度调节相干干积分的长度，该专利申请公开的装置存在的不足是，装置的参数不可以自适应调整，抗干扰能力低。

暨南大学申请的专利“一种高灵敏度卫星导航信号捕获方法及系统”(专利申请号201210062429.4，公开号CN102608626A)提出了一种频域相干结合圆周移位搜索的导航信号捕获方法与系统。该专利申请的方法主要是对下变频与采样后的导航信号与本地伪码进行快速傅里叶变换FFT，进行卫星导航信号与本地伪码的频域相关运算、差分相干积分和峰值检测,并通过圆周移位搜索进行频率补偿,检测并记录最大峰值，得到的峰值与检测门限比较,从而实现码相位与频率的正确捕获，该专利申请公开的方法存在的不足是，圆周移位的运算量大，在大多普勒频移条件下，信号捕获的成功率低。该专利申请的系统包括实现卫星数字中频信号数字下变频操作的数字下变频模块、平均采样卫星数据及完成块累加功能的平均采样及块累加模块、实现码相位频域搜索的FFT模块利、用多普勒圆周移位搜索代替频率补偿的圆周移位模块存、储本地PRN码FFT共轭结果的本地PRN码FFT共轭存储器、实现信号解扩的复数乘法器模块、计算不同码相位相关结果的IFFT模块、对解扩后的卫星信号进行差分相关能量累加的差分相干积分模块、实现信号捕获输出的峰值检测模块及对系统各模块时序进行控制的时序控制模块，这些模块的功能仅限于导航信号与本地伪码用线性的频域相关运算与线性的差分相干积分，不能实现频域相关与线性差分相干积分的矩阵运算，该专利申请公开的系统存在的不足是，卫星导航信号与本地伪码用线性的频域相关运算与线性的差分相干积分，导致卫星导航信号在长码捕获数据处理速度慢。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提供一种基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统及方法，以较少的硬件资源、较快的处理速率实现大多普勒频移、低信噪比环境下导航信号的长码捕获，提高了卫星导航信号的长码捕获灵敏度和抗干扰能力，降低了运算量而且可以克服高动态条件下产生的多普勒频移对捕获性能的影响，获得优于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获性。

本发明的系统包括十个模块：信号接收存储模块、本地伪码存储模块、部分匹配滤波模块、单码元累积值缓冲模块、快速傅里叶变换FFT模块、两码元直接相干累积模块、两码元处理相干累积模块、元胞非相干累积模块、峰值比较模块和判决模块；其中：信号接收存储模块，用于通过信号接收存储模块中的乘法器，将信号接收存储模块中天线接收的卫星导航信号与信号接收存储模块中压控振荡器产生的本振信号相乘，得到中频卫星导航信号，将所获得的中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中模拟/数字A/D采样器中；以中频卫星导航信号的4倍码速率对中频卫星导航信号采样，得到数字中频卫星导航信号，将所获得的数字中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中带通滤波器；将数字中频卫星导航信号进行基带滤波，得到带有多普勒频偏和高斯白噪声的的基带信号，将所获得的带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号输入到部分匹配滤波模块的分段器1中；本地伪码存储模块，用于将本地伪码存储模块存储的基带信号的本地伪码输入到部分匹配滤波模块的分段器2中；部分匹配滤波模块，用于将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分；采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，将基带信号的本地伪码的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分；将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流；将所获得的单码元相干累积数据流输入到单码元累积值缓冲模块中；单码元累积值缓冲模块，用于利用乒乓随机存取存储器RAM将单码元累积值缓冲模块接收的单码元相干累积数据流的速率降低，得到缓冲后的单码元相干累积数据流，将所获得的缓冲后的单码元相干累积数据流输入到快速傅里叶变换FFT模块中；快速傅里叶变换FFT模块，用于将快速傅里叶变换FFT模块接收的缓冲后的单码元相干累积数据流进行L点快速傅里叶变换FFT，得到频域单码元相干累积数据流；将所获得的频域单码元相干累积数据流输入到两码元直接相干累积模块中和两码元处理相干累积模块中；两码元直接相干累积模块，用于将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元直接相干累积值，将所获得的M行列的两码元直接相干累积值输入到元胞非相干累积模块中，其中，g为大于等于2的偶数，M＝2^d，d为整数；两码元处理相干累积模块，用于将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中第偶数列的数值取反，把第偶数列数值取反后的g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元处理相干累积值，将所获得的M行列的两码元处理相干累积值输入到元胞非相干累积模块中；元胞非相干累积模块，用于将M行列的两码元直接相干累积值与M行列的两码元处理相干累积值分别进行对应列数据取绝对值后累加，得到M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值，将所获得的M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值输入到峰值比较模块的峰值筛选器中；峰值比较模块，用于将M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，将所获得的直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中；将直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值比较，选取直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值中最大的一个峰值，得到元胞非相干累积的最大峰值，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值输入到判决模块中；判决模块，用于将元胞非相干累积的最大峰值与判决门限比较，若不大于判决门限，则改变搜索本地伪码的码相位重新搜索；若大于判决门限，则完成捕获。

为了实现上述目的，本发明方法的思路是：首先利用部分匹配滤波FFT算法进行单码元的部分匹配滤波，然后用多码相干累积算法实现多码元分段相干累积值的不同加权的累加，从而增加相干累积码元长度与相干累积的时间，最后利用多元胞非相干累积算法实现多元胞的非相干累积，从而增加非相干累积的次数，实现大多普勒频移、低信噪比环境下导航信号的长码捕获。

本发明方法的实现步骤如下：

(1)获得基带信号：

(1a)通过信号接收存储模块中的乘法器，将信号接收存储模块中天线接收的卫星导航信号与信号接收存储模块中压控振荡器产生的本振信号相乘，得到中频卫星导航信号，将所获得的中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中模拟/数字A/D采样器中；

(1b)以中频卫星导航信号的4倍码速率对中频卫星导航信号采样，得到数字中频卫星导航信号，将所获得的数字中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中带通滤波器；

(1c)将数字中频卫星导航信号进行基带滤波，得到带有多普勒频偏和高斯白噪声的的基带信号，将所获得的带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号输入到部分匹配滤波模块的分段器1中，基带信号表示为：

r(n)＝Ad(n)p(n+τ)e^j2πfnΔT+N

其中，r(n)表示在采样时刻n接收的基带信号，n表示基带信号的采样时刻，A表示基带信号的幅度，d(n)表示在采样时刻n基带信号的调制码元，p(n+τ)表示在采样时刻n基带信号的伪随机长码，τ表示基带信号的伪随机长码的偏移相位，e表示自然常数，j表示虚数单位，π表示圆周率，f表示基带信号多普勒频偏，ΔT表示基带信号的采样时间间隔，N表示基带信号的高斯白噪声；

(2)进行部分匹配滤波运算：

(2a)将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分；

(2b)将本地伪码存储模块存储的基带信号的本地伪码输入到部分匹配滤波模块中分段器2中；

(2c)采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，将基带信号的本地伪码的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分；

(2d)利用下式，将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流；

$s\left(m\right)=\underset{n=\mathrm{mC}}{\overset{(m+1)C-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)q(n+\mathrm{\α})$

其中，s(m)表示段序号为m时单码元相干累积数据，m表示单码元相干累积数据的段序号，其中m＝0,1,...,B-1，B表示基带信号的单码元分段数，∑表示求和操作，C表示基带信号的子段长度，r(n)表示在采样时刻n接收的基带信号，n表示基带信号的采样时刻，q(n+α)表示在采样时刻n基带信号的本地伪码，α表示基带信号的本地伪码初始搜索码相位；

(2e)将所获得的单码元相干累积数据流输入到单码元累积值缓冲模块中；

(3)进行快速傅里叶变换FFT：

(3a)利用乒乓随机存取存储器RAM将单码元累积值缓冲模块接收的单码元相干累积数据流的速率降低，得到缓冲后的单码元相干累积数据流，将所获得的缓冲后的单码元相干累积数据流输入到快速傅里叶变换FFT模块中；

(3b)利用下式，将快速傅里叶变换FFT模块接收的缓冲后的单码元相干累积数据流进行L点快速傅里叶变换FFT，得到频域单码元相干累积数据流；

$S\left(k\right)=S_1\left(k\right)+e^{\frac{-j2\mathrm{\πk}}{L}}{S}_2\left(k\right)$

$S(k+\frac{L}{2})=S_1\left(k\right)-e^{\frac{-j2\mathrm{\πk}}{L}}{S}_2\left(k\right)$

其中，S(k)表示在一半频域采样点k处的前项单码元相干累积数据流的频谱，k表示单码元相干累积数据流的一半频域采样点，其中，S₁(k)表示在一半频域采样点k处的偶数段序号单码元相干累积数据流的频谱，e表示自然常数，j表示虚数单位，L表示快速傅里叶变换FFT的点数，其中L＝2^d，d为正整数，S₂(k)表示在一半频域采样点k处的奇数段序号单码元相干累积数据流的频谱，表示在一半频域采样点处的后项单码元相干累积数据流的频谱；

(3c)将所获得的频域单码元相干累积数据流输入到两码元直接相干累积模块中和两码元处理相干累积模块中；

(4)进行两码元不同加权的相干累积：

(4a)将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元直接相干累积值，将所获得的M行列的两码元直接相干累积值输入到元胞非相干累积模块中，其中，g为大于等于2的偶数，M＝2^d，d为整数；

(4b)将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中第偶数列的数值取反，把第偶数列数值取反后的g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元处理相干累积值，将所获得的M行列的两码元处理相干累积值输入到元胞非相干累积模块中；

(5)进行元胞非相干累积：

将M行列的两码元直接相干累积值与M行列的两码元处理相干累积值分别进行对应列数据取绝对值后累加，得到M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值，将所获得的M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值输入到峰值比较模块的峰值筛选器中；

(6)比较峰值：

(6a)将M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，将所获得的直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中；

(6b)比较直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，选取直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值中最大的一个峰值，得到元胞非相干累积的最大峰值，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值输入到判决模块中；

(7)判断元胞非相干累积的最大峰值是否大于判决门限，若是，则执行步骤(8)；若否，则执行步骤(2)；

(8)完成捕获。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明的基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统中单码元累积值缓冲模块，利用乒乓随机存取存储器RAM将单码元累积值缓冲模块接收的单码元相干累积数据流的速率降低，克服了现有技术中的长码捕获系统的技术中基带信号与本地伪码部分匹配滤波后直接对数据进行快速傅里叶变换FFT，导致硬件资源的开销大、运算量大的缺点，使得本发明的系统可以节省快速傅里叶变换FFT的硬件资源，减小快速傅里叶变换FFT的运算量。

第二，由于本发明的基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统中两码元直接相干累积模块、两码元处理相干累积模块、元胞非相干累积模块，可以根据捕获概率增加或减少累积码元与元胞的个数，克服了现有技术中长码捕获系统的技术中装置的参数不可以自适应调整，抗干扰能力低的缺点，使得本发明的系统可以让系统具有自适应调整性，并且提高系统的抗干扰能力。

第三，由于本发明的基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统中，元胞非相干累积采用矩阵元胞的非相干累积，克服了现有技术长码捕获系统的技术中卫星导航信号与本地伪码用线性的频域相关运算与线性的差分相干积分，因而卫星导航信号的长码捕获数据处理速度比较慢的缺点，使得本发明的系统提高了卫星导航信号的长码捕获数据处理速度。

第四，由于本发明的基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获方法，利用多码相干累积算法实现多码元分段相干累积值的不同加权的累加，从而增加相干累积码元长度与相干累积的时间，提高了捕获导航信号的信噪比，利用多元胞非相干累积算法实现多元胞的非相干累积，从而增加非相干累积的次数，再次提高了捕获导航信号的信噪比，克服现有技术长码捕获方法的技术中多普勒频移较大的情况下，部分匹配滤波FFT算法存在较大的相关损失，信噪比低的情况下，部分匹配滤波FFT算法捕获性能较差以及圆周移位的运算量大的缺点，使得采用本发明的方法实现了大多普勒频移、低信噪比环境下卫星导航信号的长码捕获。

附图说明

图1为本发明的系统方框图；

图2为本发明的信号接收存储模块的方框图；

图3为本发明的分段相干累积模块的方框图；

图4为本发明的峰值比较模块的方框图；

图5为本发明方法的流程图；

图6为本发明的仿真效果图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述。

参照附图1，对本发明的系统做进一步的描述。

本发明的系统包括十个模块：信号接收存储模块、本地伪码存储模块、部分匹配滤波模块、单码元累积值缓冲模块、快速傅里叶变换FFT模块、两码元直接相干累积模块、两码元处理相干累积模块、元胞非相干累积模块、峰值比较模块和判决模块。其中，信号接收存储模块、本地伪码存储模块、部分匹配滤波模块、快速傅里叶变换FFT模块、峰值比较模块和判决模块是共用模块；单码元累积值缓冲模块、两码元直接相干累积模块、两码元处理相干累积模块和元胞非相干累积模块属于本发明独用模块。

信号接收存储模块，用于通过信号接收存储模块中的乘法器，将信号接收存储模块中天线接收的卫星导航信号与信号接收存储模块中压控振荡器产生的本振信号相乘，得到中频卫星导航信号，将所获得的中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中模拟/数字A/D采样器中。以中频卫星导航信号的4倍码速率对中频卫星导航信号采样，得到数字中频卫星导航信号，将所获得的数字中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中带通滤波器。将数字中频卫星导航信号进行基带滤波，得到带有多普勒频偏和高斯白噪声的的基带信号，将所获得的带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号输入到部分匹配滤波模块的分段器1中。

本地伪码存储模块，用于将本地伪码存储模块存储的基带信号的本地伪码输入到部分匹配滤波模块的分段器2中。

部分匹配滤波模块，用于将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分。采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，将基带信号的本地伪码的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分。将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流；将所获得的单码元相干累积数据流输入到单码元累积值缓冲模块中。

单码元累积值缓冲模块，用于利用乒乓随机存取存储器RAM将单码元累积值缓冲模块接收的单码元相干累积数据流的速率降低，得到缓冲后的单码元相干累积数据流，将所获得的缓冲后的单码元相干累积数据流输入到快速傅里叶变换FFT模块中。

快速傅里叶变换FFT模块，用于将快速傅里叶变换FFT模块接收的缓冲后的单码元相干累积数据流进行L点快速傅里叶变换FFT，得到频域单码元相干累积数据流，将所获得的频域单码元相干累积数据流输入到两码元直接相干累积模块中和两码元处理相干累积模块中。

两码元直接相干累积模块，用于将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元直接相干累积值，将所获得的M行列的两码元直接相干累积值输入到元胞非相干累积模块中，其中，g为大于等于2的偶数，M＝2^d，d为整数。

两码元处理相干累积模块，用于将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中第偶数列的数值取反，把第偶数列数值取反后的g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元处理相干累积值，将所获得的M行列的两码元处理相干累积值输入到元胞非相干累积模块中。

元胞非相干累积模块，用于将M行列的两码元直接相干累积值与M行列的两码元处理相干累积值分别进行对应列数据取绝对值后累加，得到M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值，将所获得的M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值输入到峰值比较模块的峰值筛选器中。

峰值比较模块，用于将M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，将所获得的直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中。将直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值比较，选取直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值中最大的一个峰值，得到元胞非相干累积的最大峰值，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值输入到判决模块中。

判决模块，用于将元胞非相干累积的最大峰值与判决门限比较，若不大于判决门限，则改变搜索本地伪码的码相位重新搜索；若大于判决门限，则完成捕获。

参照附图2，本发明的信号接收存储模块包括5个器件：天线、压控振荡器、乘法器、模拟/数字A/D采样器和带通滤波器；其中，天线、压控振荡器、乘法器、模拟/数字A/D采样器和带通滤波器是公用器件。

天线是用于接收卫星导航信号。

压控振荡器是用于产生与导航信号进行混频运算的本振信号。

乘法器是用于将信号接收存储模块中天线接收的卫星导航信号与信号接收存储模块中压控振荡器产生的本振信号相乘，得到中频卫星导航信号，将所获得的中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中模拟/数字A/D采样器中。

模拟/数字A/D采样器是用于以中频卫星导航信号的4倍码速率对中频卫星导航信号采样，得到数字中频卫星导航信号，将所获得的数字中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中带通滤波器。

带通滤波器是用于将数字中频卫星导航信号进行基带滤波，得到带有多普勒频偏和高斯白噪声的的基带信号，将所获得的带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号输入到部分匹配滤波模块的分段器1中。

参照附图3，本发明的部分匹配滤波模块包括3个器件：分段器1、分段器2和相关器；其中，分段器1、分段器2和相关器是公用器件。

分段器1是用于将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分。

分段器2是用于采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，将基带信号的本地伪码的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分。

相关器是将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流，将所获得的单码元相干累积数据流输入到单码元累积值缓冲模块中。

参照附图4，本发明的峰值比较模块包括2个器件：峰值筛选器和最大峰值比较器；其中，峰值筛选器和最大峰值比较器是公用器件。

峰值筛选器是用于将M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，将获得的直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中，其中，M＝2^d，d为整数。

最大峰值比较器是用于将直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值比较，选取直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值中最大的一个峰值，得到元胞非相干累积的最大峰值，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值输入到判决模块中。

下面结合附图5，对本发明的方法做进一步描述。

步骤1，获得基带信号。

通过信号接收存储模块中的乘法器，将信号接收存储模块中天线接收的卫星导航信号h(t)与信号接收存储模块中压控振荡器产生的本振信号i(t)相乘，得到中频卫星导航信号j(t)，将所获得的中频卫星导航信号j(t)输入到信号接收存储模块中模拟/数字A/D采样器中，其中t为卫星导航信号的时刻。

本发明以中频卫星导航信号j(t)的4倍码速率对中频卫星导航信号j(t)采样，得到数字中频卫星导航信号u(n)，将所获得的数字中频卫星导航信号u(n)输入到信号接收存储模块中带通滤波器。

将数字中频卫星导航信号u(n)进行基带滤波，得到带有多普勒频偏和高斯白噪声的的基带信号r(n)，将所获得的带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号r(n)输入到部分匹配滤波模块的分段器1中，基带信号r(n)表示为：

r(n)＝Ad(n)p(n+τ)e^j2πfnΔT+N

其中，r(n)表示在采样时刻n接收的基带信号，n表示基带信号的采样时刻，A表示基带信号的幅度，d(n)表示在采样时刻n基带信号的调制码元，p(n+τ)表示在采样时刻n基带信号的伪随机长码，τ表示基带信号的伪随机长码的偏移相位，e表示自然常数，j表示虚数单位，π表示圆周率，f表示基带信号多普勒频偏，ΔT表示基带信号的采样时间间隔，N表示基带信号的高斯白噪声。

步骤2，进行部分匹配滤波运算。

将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号r(n)的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分。

将本地伪码存储模块存储的基带信号的本地伪码q(n)输入到部分匹配滤波模块中分段器2中。

采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，其中，本地伪码取任意码相位α是采用并行搜索的方法，该并行搜索的方法同时选取8个基带信号的本地伪码的相位并行计算，同时检测8个相位，将基带信号的本地伪码q(n+α)的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分。

利用下式，将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流s(m)。

$s\left(m\right)=\underset{n=\mathrm{mC}}{\overset{(m+1)C-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(n\right)q(n+\mathrm{\α})$

其中，s(m)表示段序号为m时单码元相干累积数据，m表示单码元相干累积数据的段序号，其中m＝0,1,...,B-1，B表示基带信号的单码元分段数，∑表示求和操作，C表示基带信号的子段长度，r(n)表示在采样时刻n接收的基带信号，n表示基带信号的采样时刻，q(n+α)表示在采样时刻n基带信号的本地伪码，α表示基带信号的本地伪码初始搜索码相位。

将所获得的单码元相干累积数据流s(m)输入到单码元累积值缓冲模块中。

步骤3，进行快速傅里叶变换FFT。

利用乒乓随机存取存储器RAM将单码元累积值缓冲模块接收的单码元相干累积数据流s(m)的速率降低，得到缓冲后的单码元相干累积数据流s_h(m)，将所获得的缓冲后的单码元相干累积数据流s_h(m)输入到快速傅里叶变换FFT模块中。

利用下式，将快速傅里叶变换FFT模块接收的缓冲后的单码元相干累积数据流s_h(m)进行L点快速傅里叶变换FFT，得到频域单码元相干累积数据流S。

s₁(β)＝s_h(2β)

s₂(β)＝s_h(2β+1)

$S_1\left(k\right)=\underset{\mathrm{\β}=0}{\overset{\frac{\mathrm{\β}}{2}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_1\left(\mathrm{\β}\right)e^{\frac{-j4\mathrm{\πk\β}}{B}}$

$S_2\left(k\right)=\underset{\mathrm{\β}=0}{\overset{\frac{B}{2}-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_2\left(\mathrm{\β}\right)e^{\frac{-j4\mathrm{\πk\β}}{B}}$

$S\left(k\right)=S_1\left(k\right)+e^{\frac{-j2\mathrm{\πk}}{L}}{S}_2\left(k\right)$

$S(k+\frac{L}{2})=S_1\left(k\right)-e^{\frac{-j2\mathrm{\πk}}{L}}{S}_2\left(k\right)$

其中，s₁(β)表示在前半段序号为β时偶数段序号缓冲后的单码元相干累积数据流，β表示单码元相干累积数据的前半段序号，其中B表示基带信号的单码元分段数，s_h(2β)表示在偶数段序号为2β时缓冲后的单码元相干累积数据，s₂(β)表示在前半段序号为β时奇数段序号缓冲后的单码元相干累积数据流，s_h(2β+1)表示在奇数段序号为2β+1时缓冲后的单码元相干累积数据，∑表示求和操作，S(k)表示在一半频域采样点k处的前项单码元相干累积数据流的频谱，k表示单码元相干累积数据流的一半频域采样点，其中，S₁(k)表示在一半频域采样点k处的偶数段序号单码元相干累积数据流的频谱，e表示自然常数，j表示虚数单位，L表示快速傅里叶变换FFT的点数，其中L＝2^d，d为正整数，S₂(k)表示在一半频域采样点k处的奇数段序号单码元相干累积数据流的频谱，表示在一半频域采样点处的后项单码元相干累积数据流的频谱。

将所获得的频域单码元相干累积数据流S输入到两码元直接相干累积模块中和两码元处理相干累积模块中。

步骤4，进行两码元不同加权的相干累积。

将g个频域单码元相干累积数据流S存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元直接相干累积值Y，将所获得的M行列的两码元直接相干累积值Y输入到元胞非相干累积模块中。

将g个频域单码元相干累积数据流S存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流S中第偶数列的数值取反，把第偶数列数值取反后的g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元处理相干累积值Z，将所获得的M行列的两码元处理相干累积值Z输入到元胞非相干累积模块中。

步骤5，进行元胞非相干累积。

将M行列的两码元直接相干累积值Y与M行列的两码元处理相干累积值Z分别进行对应列数据取绝对值后累加，得到M行1列的直接元胞非相干累积值V与M行1列的处理元胞非相干累积值W，将所获得的M行1列的直接元胞非相干累积值V与M行1列的处理元胞非相干累积值W输入到峰值比较模块的峰值筛选器中，其中，元胞非相干累积是采用矩阵元胞的非相干累积，节省硬件资源开销，提高捕获速率。

步骤6，比较峰值。

将M行1列的直接元胞非相干累积值V与M行1列的处理元胞非相干累积值W分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值V_max与处理元胞非相干累积峰值W_max，将所获得的直接元胞非相干累积峰值V_max与处理元胞非相干累积峰值W_max输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中。

将直接元胞非相干累积峰值V_max与处理元胞非相干累积峰值W_max比较，选取直接元胞非相干累积峰值V_max与处理元胞非相干累积峰值W_max中最大的一个峰值，得到元胞非相干累积的最大峰值X，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值X输入到判决模块中。

步骤7，判断元胞非相干累积的最大峰值是否大于判决门限，若是，则执行步骤8；若否，则执行步骤2。

步骤8，完成捕获。

下面结合附图6，对本发明的仿真效果做进一步描述。

1.仿真条件：

本发明的仿真使用Matlab7.10仿真软件，调制码的码速率为每秒50比特，伪随机长码的码速率为每秒10.23兆比特，信号的调制方式为二进制相移键控BPSK。卫星导航信号的信噪比范围为-55dB到-30dB，卫星导航信号的长码捕获概率判决门限设为0.7，卫星导航信号的多普勒频偏为[0Hz,5Hz,50Hz,500Hz,1000Hz,5000Hz]，卫星导航信号的长码捕获方法中多码元相干累积的码元数为2，多元胞非相干累积的元胞数为2，基带信号的单码元分段数B＝256，基带信号的子段长度C＝800，快速傅里叶变换FFT的点数为256。

2.仿真内容：

图6(a)采用本发明方法和部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法分别在多普勒频偏为0Hz、卫星导航信号的信噪比范围为-55dB到-30dB时求出卫星导航信号的长码捕获概率，并比较这两种方法在低信噪比环境下卫星导航信号的长码捕获性能。

图6(b)采用本发明方法分别在多普勒频偏为[0Hz,5Hz,50Hz,500Hz,1000Hz,5000Hz]、卫星导航信号的信噪比范围为-55dB到-30dB时求出卫星导航信号的长码捕获概率。

图6(c)采用部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法分别在多普勒频偏为[0Hz,5Hz,50Hz,500Hz,1000Hz,5000Hz]、卫星导航信号的信噪比范围为-55dB到-30dB时求出卫星导航信号的长码捕获概率。

3.仿真结果分析：

图6(a)是本发明方法和部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法的无多普勒频偏长码捕获性能比较图。图6(a)中以线标示的曲线表示采用本发明方法的无多普勒频偏长码捕获概率。图6(a)中以线标示的曲线表示采用部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法的无多普勒频偏长码捕获概率。

从图6(a)可以看出，以线标示和以线标示的两根曲线整体趋势上本发明方法在卫星导航信号的信噪比为-40dB时捕获概率就达到1，而部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在卫星导航信号的信噪比为-35dB时捕获概率才达到1，可见本发明方法比部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法有更广阔的低信噪比适应范围，在相同的长码捕获概率条件下，本发明方法比部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法性能提高约5dB，本发明方法可适应-40dB以上的低信噪比环境下卫星导航信号的长码捕获。

图6(b)是部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法的有多普勒频偏长码捕获性能曲线图。图6(b)中以线标示的曲线表示部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为0Hz时的长码捕获概率。图6(b)中以线标示的曲线表示部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为5Hz时的长码捕获概率。图6(b)中以线标示的曲线表示部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为50Hz时的长码捕获概率。图6(b)中以线标示的曲线表示部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为500Hz时的长码捕获概率。图6(b)中以线标示的曲线表示部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为1000Hz时的长码捕获概率。图6(b)中以线标示的曲线表示部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为5000Hz时的长码捕获概率。

从图6(b)可以看出，以线标示、以线标示、以线标示、以线标示、以线标示和以线标示的六根曲线整体趋势上部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为0Hz、5Hz、50Hz、500Hz、1000Hz时多普勒频偏对卫星导航信号的长码捕获概率影响不大。卫星导航信号的信噪比约在-35dB时，该方法可以完全捕获到卫星导航信号的长码。但部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法在多普勒频偏为5000Hz时多普勒频偏对卫星导航信号的长码捕获概率影响很大，卫星导航信号的信噪比在-30dB时，该方法的卫星导航信号的长码捕获概率为0.88。可见在大多普勒频偏、低信噪比环境下部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法不能高性能的捕获到卫星导航信号的长码。

图6(c)是本发明方法的有多普勒频偏长码捕获性能曲线图。图6(c)中以线标示的曲线表示本发明方法在多普勒频偏为0Hz时的长码捕获概率。图6(c)中以线标示的曲线表示本发明方法在多普勒频偏为5Hz时的长码捕获概率。图6(c)中以线标示的曲线表示本发明方法在多普勒频偏为50Hz时的长码捕获概率。图6(c)中以线标示的曲线表示本发明方法在多普勒频偏为500Hz时的长码捕获概率。图6(c)中以线标示的曲线表示本发明方法在多普勒频偏为1000Hz时的长码捕获概率。图6(c)中以线标示的曲线表示本发明方法在多普勒频偏为5000Hz时的长码捕获概率。

从图6(c)可以看出，以线标示、以线标示、以线标示、以线标示、以线标示和以线标示的六根曲线整体趋势上本发明方法在多普勒频偏为0Hz、5Hz、50Hz、500Hz、1000Hz时多普勒频偏对卫星导航信号的长码捕获概率影响不大，卫星导航信号的信噪比约在-40dB时，本发明方法可以完全捕获到卫星导航信号的长码；同时本发明方法在多普勒频偏为5000Hz时多普勒频偏对卫星导航信号的长码捕获概率影响也很大，但卫星导航信号的信噪比在-30dB时，本发明方法的卫星导航信号的长码捕获概率为0.98；可见在大多普勒频偏、低信噪比环境下本发明方法比部分匹配滤波FFT卫星导航信号的长码捕获方法的捕获卫星导航信号的长码的性能高。

Claims (5)

1.一种基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统，包括信号接收存储模块、本地伪码存储模块、部分匹配滤波模块、单码元累积值缓冲模块、快速傅里叶变换FFT模块、两码元直接相干累积模块、两码元处理相干累积模块、元胞非相干累积模块、峰值比较模块和判决模块；其中：

所述的信号接收存储模块，用于通过信号接收存储模块中的乘法器，将信号接收存储模块中天线接收的卫星导航信号与信号接收存储模块中压控振荡器产生的本振信号相乘，得到中频卫星导航信号，将所获得的中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中模拟/数字A/D采样器中；以中频卫星导航信号的4倍码速率对中频卫星导航信号采样，得到数字中频卫星导航信号，将所获得的数字中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中带通滤波器；将数字中频卫星导航信号进行基带滤波，得到带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号，将所获得的带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号输入到部分匹配滤波模块的分段器1中；

所述的本地伪码存储模块，用于将本地伪码存储模块存储的基带信号的本地伪码输入到部分匹配滤波模块的分段器2中；

所述的部分匹配滤波模块，用于将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分；采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，将基带信号的本地伪码的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分；将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流；将所获得的单码元相干累积数据流输入到单码元累积值缓冲模块中；

所述的单码元累积值缓冲模块，用于利用乒乓随机存取存储器RAM将单码元累积值缓冲模块接收的单码元相干累积数据流的速率降低，得到缓冲后的单码元相干累积数据流，将所获得的缓冲后的单码元相干累积数据流输入到快速傅里叶变换FFT模块中；

所述的快速傅里叶变换FFT模块，用于将快速傅里叶变换FFT模块接收的缓冲后的单码元相干累积数据流进行L点快速傅里叶变换FFT，得到频域单码元相干累积数据流；将所获得的频域单码元相干累积数据流输入到两码元直接相干累积模块中和两码元处理相干累积模块中；

所述的两码元直接相干累积模块，用于将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元直接相干累积值，将所获得的M行列的两码元直接相干累积值输入到元胞非相干累积模块中，其中，g为大于等于2的偶数，M＝2^d，d为整数；

所述的两码元处理相干累积模块，用于将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中第偶数列的数值取反，把第偶数列数值取反后的g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元处理相干累积值，将所获得的M行列的两码元处理相干累积值输入到元胞非相干累积模块中；

所述的元胞非相干累积模块，用于将M行列的两码元直接相干累积值与M行列的两码元处理相干累积值分别进行对应列数据取绝对值后累加，得到M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值，将所获得的M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值输入到峰值比较模块的峰值筛选器中；

所述的峰值比较模块，用于将M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，将所获得的直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中；将直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值比较，选取直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值中最大的一个峰值，得到元胞非相干累积的最大峰值，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值输入到判决模块中；

所述的判决模块，用于将元胞非相干累积的最大峰值与判决门限比较，若不大于判决门限，则改变搜索本地伪码的码相位重新搜索；若大于判决门限，则完成捕获。

2.根据权利要求1所述的基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统，其特征在于，所述的部分匹配滤波模块包括分段器1、分段器2和相关器；其中，

所述的分段器1用于将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分；

所述的分段器2用于采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，将基带信号的本地伪码的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分；

所述的相关器将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流，将所获得的单码元相干累积数据流输入到单码元累积值缓冲模块中。

3.根据权利要求1所述的基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获系统，其特征在于，所述的峰值比较模块包括峰值筛选器和最大峰值比较器；其中，

所述的峰值筛选器用于将M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，将获得的直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中，其中，M＝2^d，d为整数；

所述的最大峰值比较器用于将直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值比较，选取直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值中最大的一个峰值，得到元胞非相干累积的最大峰值，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值输入到判决模块中。

4.一种基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获方法，包括如下的步骤：

(1)获得基带信号：

(1a)通过信号接收存储模块中的乘法器，将信号接收存储模块中天线接收的卫星导航信号与信号接收存储模块中压控振荡器产生的本振信号相乘，得到中频卫星导航信号，将所获得的中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中模拟/数字A/D采样器中；

(1b)以中频卫星导航信号的4倍码速率对中频卫星导航信号采样，得到数字中频卫星导航信号，将所获得的数字中频卫星导航信号输入到信号接收存储模块中带通滤波器；

(1c)将数字中频卫星导航信号进行基带滤波，得到带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号，将所获得的带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号输入到部分匹配滤波模块的分段器1中，基带信号表示为：

r(n)＝Ad(n)p(n+τ)e^j2πfnΔT+N

其中，r(n)表示在采样时刻n接收的基带信号，n表示基带信号的采样时刻，A表示基带信号的幅度，d(n)表示在采样时刻n基带信号的调制码元，p(n+τ)表示在采样时刻n基带信号的伪随机长码，τ表示基带信号的伪随机长码的偏移相位，e表示自然常数，j表示虚数单位，π表示圆周率，f表示基带信号多普勒频偏，ΔT表示基带信号的采样时间间隔，N表示基带信号的高斯白噪声；

(2)进行部分匹配滤波运算：

(2a)将带有多普勒频偏和高斯白噪声的基带信号的长度A分成B段，基带信号的子段长度为C，得到子段基带信号D，将所获得的子段基带信号D输入到部分匹配滤波模块中的相关器中，其中，A的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，C为的整数部分；

(2b)将本地伪码存储模块存储的基带信号的本地伪码输入到部分匹配滤波模块中分段器2中；

(2c)采用并行搜索方法，以为步长，选取部分匹配滤波模块中分段器2接收的基带信号的本地伪码的码相位，将基带信号的本地伪码的长度E分成B段，本地伪码的子段长度为F，得到子段本地伪码G，将所获得的子段本地伪码G输入到部分匹配滤波模块的相关器中，其中，E的取值为204600个，B＝2^d，d为正整数，F为的整数部分；

(2d)利用下式，将子段基带信号D与子段本地伪码G做相关运算，得到单码元相干累积数据流；

$s\left(m\right)=\underset{n=mC}{\overset{(m+1)C-1}{\Σ}}r\left(n\right)q(n+\mathrm{\α})$

其中，s(m)表示段序号为m时单码元相干累积数据，m表示单码元相干累积数据的段序号，其中m＝0,1,...,B-1，B表示基带信号的单码元分段数，∑表示求和操作，C表示基带信号的子段长度，r(n)表示在采样时刻n接收的基带信号，n表示基带信号的采样时刻，q(n+α)表示在采样时刻n基带信号的本地伪码，α表示基带信号的本地伪码初始搜索码相位；

(2e)将所获得的单码元相干累积数据流输入到单码元累积值缓冲模块中；

(3)进行快速傅里叶变换FFT：

(3a)利用乒乓随机存取存储器RAM将单码元累积值缓冲模块接收的单码元相干累积数据流的速率降低，得到缓冲后的单码元相干累积数据流，将所获得的缓冲后的单码元相干累积数据流输入到快速傅里叶变换FFT模块中；

(3b)利用下式，将快速傅里叶变换FFT模块接收的缓冲后的单码元相干累积数据流进行L点快速傅里叶变换FFT，得到频域单码元相干累积数据流；

$S\left(k\right)=S_1\left(k\right)+e^{\frac{-j2\mathrm{\π}k}{L}}{S}_2\left(k\right)$

$S(k+\frac{L}{2})=S_1\left(k\right)-e^{\frac{-j2\mathrm{\π}k}{L}}{S}_2\left(k\right)$

其中，S(k)表示在一半频域采样点k处的前项单码元相干累积数据流的频谱，k表示单码元相干累积数据流的一半频域采样点，其中，S₁(k)表示在一半频域采样点k处的偶数段序号单码元相干累积数据流的频谱，e表示自然常数，j表示虚数单位，L表示快速傅里叶变换FFT的点数，其中L＝2^d，d为正整数，S₂(k)表示在一半频域采样点k处的奇数段序号单码元相干累积数据流的频谱，表示在一半频域采样点处的后项单码元相干累积数据流的频谱；

(3c)将所获得的频域单码元相干累积数据流输入到两码元直接相干累积模块中和两码元处理相干累积模块中；

(4)进行两码元不同加权的相干累积：

(4a)将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元直接相干累积值，将所获得的M行列的两码元直接相干累积值输入到元胞非相干累积模块中，其中，g为大于等于2的偶数，M＝2^d，d为整数；

(4b)将g个频域单码元相干累积数据流存入M行g列的矩阵，对g列频域单码元相干累积数据流中第偶数列的数值取反，把第偶数列数值取反后的g列频域单码元相干累积数据流中相邻两列数值进行对应值相加，得到M行列的两码元处理相干累积值，将所获得的M行列的两码元处理相干累积值输入到元胞非相干累积模块中；

(5)进行元胞非相干累积：

将M行列的两码元直接相干累积值与M行列的两码元处理相干累积值分别进行对应列数据取绝对值后累加，得到M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值，将所获得的M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值输入到峰值比较模块的峰值筛选器中；

(6)比较峰值：

(6a)将M行1列的直接元胞非相干累积值与M行1列的处理元胞非相干累积值分别取M行1列数值中的最大值，得到直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，将所获得的直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值输入峰值比较模块中的最大峰值比较器中；

(6b)比较直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值，选取直接元胞非相干累积峰值与处理元胞非相干累积峰值中最大的一个峰值，将该峰值作为元胞非相干累积的最大峰值，将所获得的元胞非相干累积的最大峰值输入到判决模块中；

(7)判断元胞非相干累积的最大峰值是否大于判决门限，若是，执行步骤(8)；否则，执行步骤(2)；

(8)完成捕获。

5.根据权利要求4所述的基于部分匹配滤波FFT算法的长码捕获方法，其特征在于，步骤(2c)中所述的并行搜索方法是指，同时选取8个基带信号的本地伪码的相位并行计算，同时检测8个基带信号的本地伪码的相位。