CN104269852A - 一种无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法，该控制方法是基于比例积分VPI和改进比例谐振MPR双闭环控制器并联运行的单相正弦脉宽调制SPWM复合控制方法。本发明将单相SPWM技术应用到无串联变压器型DVR装置的多电平逆变器中，可使逆变器获得较高的等效开关频率以及较低的开关损耗；逆变器控制系统采用电流内环和电压外环双闭环的控制结构，确保负载电压保持在额定值；电压外环采用的改进比例谐振MPR控制在谐振频率处的开环增益无穷大，避免了常规PR控制以及多重PI控制策略中复杂的坐标变换、解耦控制和前馈补偿控制。

Description

一种无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于复合控制策略的无串联变压器型动态电压恢复器控制方法，属于暂态电能质量扰动信号分析领域，特别适合配电网中出现电压暂降扰动的检测与补偿控制。

背景技术

上世纪八十年代以来，一些新型电力电子负荷对电能质量的要求不断提高，电能质量已成为电力企业和用户共同关心的问题。电能质量诸多问题中，尤以电压暂降扰动造成的危害最为普遍。统计表明，大型电力用户，幅度超过20％的电压暂降年发生率在10-20次左右，像机场、银行、精密电子元器件制造业、计算机网络和服务监控中心等重要场合，每次由电压暂降造成的经济损失达数十万至数百万元之多。可见，减少或减缓暂态电压扰动的发生及其造成的危害是提高供电质量的重要内容。

无串联变压器型动态电压恢复器(Dynamic Voltage Restorer，DVR)是一种电压源型电力电子补偿装置，串接于电源和重要负荷之间。它具有很好的动态性能，当发生电压暂降时，能在很短的时间(几个毫秒)内将故障处电压恢复到正常值，所以它是解决电压暂降等短时电压扰动问题最有效的手段。相比于通过变压器接入电网中的DVR装置而言，无串联变压器型DVR装置不需要通过变压器也能输出多种电平，补偿系统所需的不同电压等级，可以避免因串联变压器而带来的电压相位跳变、高次谐波污染、激磁涌流等问题，降低DVR装置的成本和占地面积，所以应用前景非常广阔。

但由于对无串联变压器型DVR装置开展的研究起步较晚，目前投入运行的DVR装置大多数容量较小且在工作时向系统注入的补偿电压等级有限；另一方面，虽然无串联变压器型DVR装置可以避免因串联变压器而给系统带来的电压相位跳变、高次谐波污染、激磁涌流等问题，但实际电力系统中含有大量的非线性负载，负载电流在50Hz等低频段对DVR装置输出电压的影响较小，但随着频率的进一步增大，负载电流中的谐波部分会传递到输出电压上，经过补偿后的负载侧电压也因此含有大量的谐波成分，当负载谐波电流含量较大时，DVR装置的补偿工作将受到严重的影响甚至无法持续的进行工作。

针对无串联变压器型DVR装置容量小且在工作时无法补偿系统所需的不同电压等级等缺陷，有学者将多电平技术应用到DVR装置中的逆变单元。多电平逆变器通过对传统两电平逆变器拓扑结构的改进以实现多个电平数的输出，提升了低压器件在高压、大容量系统中的应用。另一方面，为了提高DVR装置逆变单元对谐波电压的补偿能力，最大程度地限制非线性负载对系统电压的影响，国内外相关研究人员在DVR装置采用的控制策略方面做了大量的研究，虽然取得一定的成效，但在系统的稳定性、复杂程度、动态响应速度以及对谐波电压的补偿能力方面却无法进行有效地权衡。

发明内容

为了提高无串联变压器型DVR装置中多电平逆变器的运行性能，使得DVR装置在补偿负载电压的同时能够进一步改善系统电压的谐波特性，本发明提出一种基于比例积分(Proportional Integral,VPI)和改进比例谐振(Modified Proportional Resonant,MPR)双闭环控制器并联运行的单相正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)复合控制策略，用于无串联变压器型DVR装置中的逆变器，可实现对系统发生电压暂降故障时进行有效地检测与补偿控制。

本发明的技术方案是：

一种无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法，所述控制方法是基于比例积分(Proportional Integral,VPI)和改进比例谐振(Modified Proportional Resonant,MPR)双闭环控制器并联运行的单相正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation,SPWM)复合控制策略，用于设计无串联变压器型动态电压恢复器装置中的逆变器控制系统，可实现对系统发生电压暂降故障时进行有效地检测与补偿控制；

进一步，无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法的具体实现步骤如下：

步骤一：获取配电网系统中某一相(以A相为例)电压的幅值和相位，对发生电压暂降后的A电压进行检测分析，确定电压暂降信号的特征量；

步骤二：根据电压暂降信号的特征量计算出系统所需补偿的电压值，再通过补偿控制算法控制蓄电池放电，生成直流注入电压；

步骤三：将直流注入电压通过多电平逆变器的控制系统，逆变器的控制系统采用复合控制策略，从而可以有效地逆变产生交流电压补偿系统所需的电压值。

进一步，步骤三中，复合控制策略中包含电流内环和电压外环双闭环的控制结构：基于同步速旋转坐标系下的电流内环PI控制可实现对负载电压的实时跟踪与补偿，确保负载电压保持在额定值，提高负载电压的供电可靠性；电压外环采用的改进比例谐振MPR控制在谐振频率处的开环增益无穷大，理论上能够实现对电力系统中指定次谐波电压的无静差控制与补偿，同时避免了常规PR控制以及多重PI控制策略中复杂的坐标变换、解耦控制和前馈补偿控制，减少了计算量，简化了系统复杂程度，确保了无串联变压器型动态电压恢复器装置的动态响应速度。

进一步，实际电力系统中含有大量的非线性负载，随着负载频率的增大，负载电流中的谐波部分会传递到输出电压上，经过补偿后的负载侧电压也因此含有大量的谐波成分，当负载谐波电流含量较大时，动态电压恢复器装置的补偿工作将受到严重的影响甚至无法持续的进行工作。为降低指定次谐波对系统电压的影响，进一步改善动态电压恢复器装置输出电压的谐波特性，设计的改进比例谐振MPR控制器中增加了对指定次谐波补偿功能，带有谐波补偿功能的MPR控制器只在各指定次谐波的谐振频率点附件产生谐振响应，非谐振频率点处不产生谐振响应，且MPR控制器在各个指定次谐波谐振频率点处互不干扰，保证了DVR装置能够更好地补偿负载所需电压以及改善系统在接入大量非线性负载的情况下系统电压的谐波特性。

本发明的有益效果是：

本发明将基于复合控制策略下的SPWM技术应用到无串联变压器型DVR装置的多电平逆变器中，可使逆变器获得较高的等效开关频率以及较低的开关损耗，进一步提升逆变器的运行性能；

本发明对多电平逆变器的控制系统采用电流内环和电压外环双闭环的控制结构：基于同步速旋转坐标系下的电流内环PI控制可实现对负载电压的实时跟踪与补偿，确保负载电压保持在额定值，提高负载电压的供电可靠性；电压外环采用的改进比例谐振MPR控制在谐振频率处的开环增益无穷大，理论上能够实现对电力系统中指定次谐波电压的无静差控制与补偿，同时避免了常规PR控制以及多重PI控制策略中复杂的坐标变换、解耦控制和前馈补偿控制，减少了计算量，简化了系统复杂程度，确保了DVR装置的动态响应速度。

附图说明

图1是本发明一实施例，基于复合控制策略的无串联变压器型动态电压恢复器装置系统控制框图；

图2是本发明一实施例，利用伯德图对比分析改进比例谐振MPR控制器与传统比例谐振PR控制器的特性：

图3是本发明一实施例，K_r参数变化时改进比例谐振MPR控制器伯德图；

图4是本发明一实施例，ω_c参数变化时改进比例谐振MPR控制器伯德图；

图5是本发明一实施例，K_p参数变化时改进比例谐振MPR控制器伯德图；

图6是本发明一实施例，等效系统控制框图；

图7是本发明一实施例，带谐波补偿的电压环MPR结构图；

图8是本发明一实施例，带谐波补偿的电压环MPR伯德图；

图9是本发明一实施例，改进型单相多电平逆变器拓扑结构；

图10是本发明一实施例，改进型单相多电平逆变器输出电平数；

图11是图1中实施例的简化结构框图。

具体实施方式

下面将结合附图对本发明做进一步的详细说明。

参见图1所示，基于复合控制策略的无串联变压器型动态电压恢复器装置系统控制框图，其简化结构如图11所示。图1中，DVR装置的控制系统主要由锁相环PLL、电压暂降检测、注入电压生成、同步旋转坐标变换、基波电流PI控制、指定次谐波MPR控制、单相SPWM驱动脉冲生成、级联多电平逆变器以及非线性负载等环节组成。图中，电压暂降检测环节中采用了基于瞬时无功功率理论的dq0变换方法，该环节输出量为电网基波电压幅值U_S和相位跳变Δθ₀；注入电压生成环节是基于最小能量补偿控制策略，其输出量为DVR装置向系统补偿的电压U_DVR；V_dc为直流侧总电压。

常见的非线性负载主要是含有滤波电容器的三相整流型负载，此类负载使得逆变单元输出的断续负载电流中含有大量的6k±1(k＝0,1,2…)次谐波电流，流经输出阻抗会造成电压波形畸变。复合控制策略将单相SPWM调制技术应用到DVR装置的多电平逆变单元中，在传统PI控制的基础上增加了对指定次谐波补偿的电压环改进比例谐振MPR控制，在确保对负载电压进行有效补偿的同时实现了对系统中谐波电压的无静差补偿。

参见图2所示，利用伯德图对比分析改进比例谐振MPR控制器与传统比例谐振PR控制器的特性。比例谐振PR控制器是基于内模原理提出的一种由比例环节和谐振环节并联构成，用于有效控制交流信号的控制器。传统比例谐振PR控制器的传递函数表式为

$G\left(s\right)=K_p+\frac{K_{r}s}{s^2+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}---\left(1\right)$

式中：K_p、K_r分别为比例系数和谐振系数；ω₀为基波角频率。

由于传统比例谐振PR控制在非谐振频率点的带宽会变窄，幅值增益也会大幅度下降，因而会影响到系统的动态响应性能，另一方面，在传统谐振PR控制器的相频特性曲线图中，在基波及3、5、7次谐波处的谐振控制会在其设定频率处产生180°的相位滞后，如此大的、频繁的相位之后，会容易造成系统稳定性降低。鉴于此，本发明采用一种具有谐波补偿功能的改进比例谐振MPR控制器来设计多电平DVR装置的控制系统。控制器的传递函数为

$G_{\mathrm{MPR}}\left(s\right)=K_p+\underset{k=\mathrm{3,5,7}...}{\mathrm{\Σ}}\frac{{2K}_r{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\left(k{\mathrm{\ω}}_0\right)}^2}---\left(2\right)$

式中，ω_c为截止频率，ω_c可以设定控制器的带宽；k为指定次谐波次数。图2为改进比例谐振MPR控制器与传统比例谐振PR控制器伯德图对比分析(K_p＝10,K_r＝15,ω_c＝25rad/s,ω₀＝100πrad/s)。

由图2中幅频特性曲线可以明显地看出在相同系数下改进比例谐振MPR控制器相对于传统比例谐振PR控制器而言有更大的带宽，当系统基波频率出现波动时在非谐振频率点有更大的幅值增益，从而不会影响到系统的性能。

由式(2)可知，除了指定次谐波次数k(k为指定值)以外，改进比例谐振MPR控制器有3个设计参数K_p、K_r和ω_c。为了使系统能够获得较好的动态和稳态性能，合理设计控制器的参数显得尤为重要。为了分析各个参数对控制器性能的影响，假设其中任意2个参数不变，观察第3个参数变化对系统性能的影响。

参见图3所示，K_r参数变化时改进比例谐振MPR控制器伯德图。设K_p＝0,ω_c＝20rad/s,而K_r变化，此时式(2)的伯德图如图3所示。由图3可知，K_r的变化只会影响控制器的增益，而不会影响到控制器的带宽。随着K_r的增大，谐振频率点处的幅值也增大，可以起到消除系统稳态误差的作用。

参见图4所示，ω_c参数变化时改进比例谐振MPR控制器伯德图。设K_p＝0,K_r＝20,而ω_c变化，此时式(2)的伯德图如图4所示。由图4可知，基波频率处的幅值增益不变，其它频率处的幅值增益随ω_c的增大而增大，带宽也随之增大，故ω_c的变化影响控制器的带宽。

参见图5所示，设K_r＝20,ω_c＝20rad/s,而K_p变化，此时式(2)的伯德图如图5所示。由图5可知，K_p的变化不仅影响控制器的增益，也影响控制器的带宽。随着K_p的增加，控制器的增益和带宽都随之增大。但是，当K_p过大时，谐振环节的作用就会不明显。

综上分析可知，改进比例谐振MPR控制器的参数可考虑实际需要进行设计。由于参数K_r主要影响控制器系统的稳态精度，取值较大时在非谐振频率点处的增益仍然有足够的衰减空间，为提高改进比例谐振MPR控制器的谐波补偿性能，可适当增加K_r的取值。综合考虑实际DVR样机的运行性能，本发明最终设定K_p＝10,K_r＝500,ω_c＝20rad/s。

参见图6所示，等效系统控制框图。为了便于分析，将图1系统控制框图等效为图6所示。图中，U_DVR为DVR装置实际输出电压值，U^* _DVR为给定值；I_C为A相电容电流，I_L为负载电流；SPWM环节中，由于载波频率远大于输出频率，则级联多电平逆变器部分可以等效为一个比例环节，比例系数设为K_SPWM，L_f和C_f分别为逆变器输出的滤波电感及滤波电容；R_f为系统中各自阻尼因素的等效电阻。改进比例谐振MPR控制器作用与电压反馈外环，比例积分PI调节器则作用于电容电流反馈内环。

根据图6所示，利用梅森增益公式可得DVR装置输出电压的传递函数为

$\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{DVR}}=\frac{G_{\mathrm{MPR}}\left(s\right)H\left(s\right)}{L_f{C}_f{s}^2+R_f{C}_{f}s+s{C}_{f}H\left(s\right)+G_{\mathrm{MPR}}\left(s\right)H\left(s\right)+1}{U^{*}}_{\mathrm{DVR}}\\ -\frac{L_{f}s+R_f}{L_f{C}_f{s}^2+R_f{C}_{f}s+s{C}_{f}H\left(s\right)+G_{\mathrm{MPR}}\left(s\right)H\left(s\right)+1}{I}_L\end{array}---\left(3\right)$

H(s)＝K_SPWMG_PI(s)   (4)

$G_{\mathrm{PI}}\left(s\right)K_P+\frac{K_I}{s}---\left(5\right)$

式中，G_MPR(s)为改进比例谐振MPR控制器的传递函数，即公式(2)表达式；G_PI(s)为比例积分PI调节器传递函数，K_P和K_I分别为PI调节器的比例系数以及积分系数。

由上述频域分析可知，比例谐振MPR控制器在基波频率ω₀处增益无穷大，即G_PI(s)G_MPR(s)无穷大，则由极限理论可知式(3)中第一部分等于U^* _DVR，而第二部分中分母无穷大，整个值为0，也即DVR装置的输出电压能精确地跟踪给定电压值，实现负载所需补偿电压的无静差跟踪。

参见图7所示，带谐波补偿的电压环MPR结构图。实际电力系统中含有大量的非线性负载，负载电流在50Hz等低频段对DVR装置输出电压的影响较小，但随着频率的进一步增大，负载电流中的谐波部分会传递到输出电压上，经过补偿后的负载侧电压也因此含有大量的谐波成分，当负载谐波电流含量较大时，DVR装置的补偿工作将受到严重的影响甚至无法持续的进行工作。为降低指定次谐波对系统电压的影响，进一步改善DVR装置输出电压的谐波特性，设计的改进比例谐振MPR控制器中增加了对指定次谐波补偿功能，指定次谐波补偿的电压外环MPR控制器结构如图7所示。

参见图8所示，带谐波补偿的电压环MPR伯德图。图8为基波频率以及3、5、7次谐波频率处改进比例谐振MPR控制器伯德图。由图8可知带有谐波补偿功能的MPR控制器只在各指定次谐波的谐振频率点附件产生谐振响应，非谐振频率点处不产生谐振响应，且MPR控制器在各个指定次谐波谐振频率点处互不干扰，保证了DVR装置能够更好地补偿负载所需电压以及改善系统在接入大量非线性负载的情况下系统电压的谐波特性。

参见图9所示，改进型单相多电平逆变器拓扑结构。鉴于系统的复杂程度，同时为了兼顾利用较少的功率器件实现尽可能多的电平输出，采用一种改进型多电平逆变技术来设计无串联变压器型DVR装置的逆变器，其单相拓扑结构如图9所示。图中，改进型H桥逆变单元中，S₂和S^* ₂，S₃和S^* ₃构成了传统的H桥逆变器，再增加两个功率开关管S₁和S^* ₁就可以增加两个电平输出，该3组独立通断的功率开关管分别工作在互补状态，通过控制不同的开关由此可以组合出6种有效工作状态，将其称为H*桥单元。令V_dc＝2V，则H*桥单元中功率开关S₁和S^* ₁可承受的最大直流电压为V，而功率开关S₂和S^* ₂，S₃和S^* ₃可承受的最大直流电压为2V，则整个H*桥单元可输出±2V、±V、0这5种电平。

参见图10所示，改进型单相多电平逆变器输出电平数。图10为在单相SPWM调制算法下改进型H*桥逆变器逆变输出的电压波形图。由图可知该多电平逆变器通过在传统的单H桥逆变单元基础上增加了两个功率开关管可实现2H桥逆变器输出的5电平数。

综上所述，本发明提出一种基于比例积分(Proportional Integral,PI)控制和改进比例谐振(Modified Proportional Resonant,MPR)控制并联运行的单相正弦脉宽调制(SinusoidalPulse Width Modulation,SPWM)复合控制策略。具体实施步骤为：将单相SPWM技术应用到无串联变压器型DVR装置的多电平逆变器中，可使逆变器获得较高的等效开关频率以及较低的开关损耗，进一步提升逆变器的运行性能；逆变器控制系统采用电流内环和电压外环双闭环的控制结构：基于同步速旋转坐标系下的电流内环PI控制可实现对负载电压的实时跟踪与补偿，确保负载电压保持在额定值，提高负载电压的供电可靠性；电压外环采用的改进比例谐振MPR控制在谐振频率处的开环增益无穷大，理论上能够实现对电力系统中指定次谐波电压的无静差控制与补偿，同时避免了常规PR控制以及多重PI控制策略中复杂的坐标变换、解耦控制和前馈补偿控制，减少了计算量，简化了系统复杂程度，确保了DVR装置的动态响应速度。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法，其特征在于：所述控制方法是基于比例积分VPI和改进比例谐振MPR双闭环控制器并联运行的单相正弦脉宽调制SPWM复合控制方法，通过控制无串联变压器型动态电压恢复器装置中的逆变器控制系统，实现对系统发生电压暂降故障时进行有效地检测与补偿控制。

2.根据权利要求1所述的无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤一：获取配电网系统中某一相，以A相为例，电压的幅值和相位，对发生电压暂降后的A电压进行检测分析，确定电压暂降信号的特征量；

步骤二：根据电压暂降信号的特征量计算出系统所需补偿的电压值，再通过补偿控制算法控制蓄电池放电，生成直流注入电压；

步骤三：将直流注入电压通过多电平逆变器的控制系统，逆变器的控制系统采用复合控制策略，从而可以有效地逆变产生交流电压补偿系统所需的电压值。

3.根据权利要求2所述的无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法，其特征在于：步骤三中，复合控制策略中包含电流内环和电压外环双闭环的控制结构：基于同步速旋转坐标系下的电流内环PI控制用于实现对负载电压的实时跟踪与补偿，确保负载电压保持在额定值，提高负载电压的供电可靠性；电压外环采用的改进比例谐振MPR控制在谐振频率处的开环增益无穷大，用于实现对电力系统中指定次谐波电压的无静差控制与补偿，同时避免常规PR控制以及多重PI控制策略中复杂的坐标变换、解耦控制和前馈补偿控制，减少计算量，简化系统复杂程度，确保无串联变压器型动态电压恢复器装置的动态响应速度。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的无串联变压器型动态电压恢复器复合控制方法，其特征在于：所述改进比例谐振MPR控制中增加对指定次谐波的补偿，带有谐波补偿功能的MPR控制器只在各指定次谐波的谐振频率点附件产生谐振响应，非谐振频率点处不产生谐振响应，且MPR控制器在各个指定次谐波谐振频率点处互不干扰，用于保证DVR装置更好地补偿负载所需电压以及改善系统在接入大量非线性负载的情况下系统电压的谐波特性。