CH651980A5

CH651980A5 - METHOD AND DEVICE FOR PROCESSING SAMPLE VALUES OF AN INCOMING SIGNAL.

Info

Publication number: CH651980A5
Application number: CH2375/81A
Authority: CH
Inventors: David Duncan Falconer
Original assignee: Western Electric Co
Priority date: 1980-04-09
Filing date: 1981-04-08
Publication date: 1985-10-15
Also published as: SE447437B; GB2075313A; NL8101741A; FR2480534B1; IL62600A; IT1137680B; AU540883B2; IL62600A0; JPS56157152A; CA1175521A; DE3113394A1; IT8120998A1; DE3113394C2; DK149681A; GB2075313B; AU6872281A; ES8205088A1; SE8102048L; IT8120998A0; ES501182A0

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 und eine Vorrichtung gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruches 2. The invention relates to a method according to the preamble of claim 1 and a device according to the preamble of claim 2.

Bei Datenübertragungen ist es häufig zweckmässig, dass der Verkehr über eine einzelne Übertragungsleitung (Verbindungsleitung, Kanal) gleichzeitig in beiden Richtungen erfolgt. Es handelt sich also um einen Vollduplex-Verkehr. Ein typisches Übertragungsmedium ist ein Zweidraht-Fern-sprechkanal im öffentlichen Fernvermittlungsnetzwerk. Das Durchlassband eines solchen Zweidrahtkanals erstreckt sich von etwa 300 Hz bis 3000 Hz. Für eine Vollduplex-Daten-übertragung kann die verfügbare Bandbreite in zwei Hälften unterteilt werden, wobei jede Hälfte einer bestimmten Übertragungsrichtung zugeordnet wird. Mit diesem Verfahren lässt sich eine genaue Datenübertragung jedoch nur mit der halben Rate erreichen, die man bei einer Einwegübertragung (Halb-duplex) erzielen kann. Eine Möglichkeit zur Erhöhung der Vollduplex-Datenrate besteht in der Verwendung von zwei getrennten Zweidrahtleitungen, wobei jede Leitung ein Einwegsignal voller Bandbreite in einer der beiden Übertragungsrichtungen führt. Dies nennt man einen Vierdrahtkanal. In the case of data transmissions, it is often expedient for the traffic to take place simultaneously in both directions via a single transmission line (connecting line, channel). So it is a full duplex traffic. A typical transmission medium is a two-wire telephony channel in the public switched telephone network. The pass band of such a two-wire channel extends from approximately 300 Hz to 3000 Hz. For a full duplex data transmission, the available bandwidth can be divided into two halves, each half being assigned to a specific transmission direction. With this method, however, an exact data transmission can only be achieved at half the rate that can be achieved with a one-way transmission (half-duplex). One way to increase the full duplex data rate is to use two separate two-wire lines, each line carrying a full bandwidth one-way signal in one of the two transmission directions. This is called a four-wire channel.

Alternativ kann eine Vollduplex-Übertragung hoher Geschwindigkeit über einen einzelnen Zweidrahtkanal unter Verwendung von Gabelschaltungen erfolgen. Diese Schaltungen, die sowohl am sogenannten Nahende als auch am Fernende des Zweidrahtkanals angeordnet sind, nehmen ein Vierdrahtsignal auf und wandeln es in ein Zweidrahtsignal zur Übertragung über einen Zweiweg-Zweidraht-Fernsprech-kanal um. Für eine optimal störungsfreie Übertragung muss die Impedanz am Anschluss der Gabelschaltung, der die Schnittstelle mit dem Kanal bildet, genau an die Impedanz des Zweidrahtkanals angepasst sein. In der Praxis ist dies jedoch selten möglich. Alternatively, high-speed full-duplex transmission can be accomplished over a single two-wire channel using hybrid circuits. These circuits, which are arranged at both the so-called near end and the far end of the two-wire channel, receive a four-wire signal and convert it into a two-wire signal for transmission over a two-way two-wire telephone channel. For optimal interference-free transmission, the impedance at the connection of the hybrid circuit that forms the interface with the channel must be exactly matched to the impedance of the two-wire channel. In practice, however, this is rarely possible.

Insbesondere bedeutet die Tatsache, dass das Fernleitungsnetzwerk ein vermitteltes Netzwerk ist, dass eine grosse Zahl von Nachrichtenkanälen unterschiedlicher Impedanz im Lauf der Zeit mit der Gabelschaltung verbunden wird. Da die Gabelschaltung so ausgelegt ist, dass sie mit möglichst vielen unterschiedlichen Übertragungskanälen zusammenarbeiten kann, besteht im allgemeinen eine Fehlanpassung zwischen der Gabelschaltung und dem Kanal. Eine solche Fehlanpassung bewirkt, dass ein Signal, das vom nahen Ende aus übertragen wird, vom Anschaltungspunkt des fernen Endes des Kanals an die dortige Gabelschaltung zurück in den Kanal reflektiert wird. Bei einer Sprachübertragung wird dieses am fernen Ende reflektierte Signal als Echo bezeichnet. Ein Datenempfänger ist im allgemeinen nicht in der Lage, zwischen Daten vom fernen Ende und dem Echo von Daten am fernen Ende zu unterscheiden. Daher besteht die Möglichkeit, dass der Empfänger am nahen Ende das vom fernen Ende reflektierte Echo fehlerhaft als Daten vom fernen Ende interpretiert. In particular, the fact that the trunk network is a switched network means that a large number of message channels of different impedance are connected to the hybrid over time. Since the hybrid circuit is designed to work with as many different transmission channels as possible, there is generally a mismatch between the hybrid circuit and the channel. Such a mismatch causes a signal that is transmitted from the near end to be reflected back into the channel from the connection point of the far end of the channel to the hybrid circuit there. In a voice transmission, this signal reflected at the far end is called an echo. A data receiver is generally unable to distinguish between data from the far end and the echo of data at the far end. Therefore, there is a possibility that the near end receiver may misinterpret the echo reflected from the far end as data from the far end.

Diese Schwierigkeiten lässt sich unter Verwendung von Echoauslöscheinrichtungen überwinden. Diese erzeugen ein Signal, das im wesentlichen ein Abbild der Echokomponente ist, die in einem ankommenden Signal vorhanden ist, d.h. in dem Signal, das vom Zweidrahtkanal an die Gabelschaltung am nahen Ende angelegt wird. Im einzelnen wird jedes Symbol einer vorbestimmten Anzahl von früheren, aufeinanderfolgenden Symbolen im übertragenen Signal neben der Aussendung in der Echoauslöscheinrichtung gespeichert. Dort wird jedes solche Symbol mit einem entsprechenden Anzapfkoeffizienten multipliziert. Die sich ergebenden Produkte werden zur Erzeugung des Abbildungsignals summiert. Man These difficulties can be overcome using echo cancellers. These produce a signal that is essentially an image of the echo component that is present in an incoming signal, i.e. in the signal that is applied from the two-wire channel to the hybrid circuit at the near end. In particular, each symbol of a predetermined number of previous, successive symbols is stored in the transmitted signal in addition to the transmission in the echo canceller. Each such symbol is multiplied there by a corresponding tap coefficient. The resulting products are summed to generate the imaging signal. Man

2 2nd

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

3 3rd

651 980 651 980

gewinnt dann ein im wesentlichen echofreies Signal, das nachfolgend als echo-kompensiertes Signal bezeichnet wird, durch Subtrahieren des Abbildsignals vom ankommenden Signal. Das echo-kompensierte Signal wird an einen Datenempfänger gegeben, der nach einer Verarbeitung, beispielsweise einer Dämpfungsentzerrung und Démodulation, Entscheidungen hinsichtlich des Wertes der übertragenen Datensymbole trifft. then obtains an essentially echo-free signal, hereinafter referred to as an echo-compensated signal, by subtracting the image signal from the incoming signal. The echo-compensated signal is sent to a data receiver, which, after processing, for example attenuation equalization and demodulation, makes decisions regarding the value of the transmitted data symbols.

Im allgemeinen ist der Echoauslöschprozess nicht perfekt. Vielmehr kann das echo-kompensierte Signal eine nicht ausgelöschte Echokomponente enthalten. Ausserdem kann es eine Fernend-Datenkomponente aufweisen, wie genauer weiter unten beschrieben wird. In beiden Fällen gibt die Grösse der nicht ausgelöschten Echokomponente die jeweilige Wirksamkeit des Echoauslöschverfahrens an. Eine grosse, nicht ausgelöschte Echokomponente bedeutet, dass das Abbildsi-gnal ein ungenaues Abbild der Echokomponente darstellt, die ausgelöscht werden soll. In sogenannten adaptiven Echoauslöscheinrichtungen wird das echo-kompensierte Signal zweckmässig als Fehlersignal verwendet, aufgrund dessen die Werte aller Anzapfkoeffizienten adaptiv so aktualisiert werden, dass die nicht ausgelöschte Echokomponente ein Minimum wird. Dies stellt sicher, dass das Abbildsignal kontinuierlich und soweit möglich genau die Echokomponente im ankommenden Signal nachbildet, selbst dann, wenn sich die Eigenschaften des Kanals ändern. In general, the echo cancellation process is not perfect. Rather, the echo-compensated signal can contain an undeleted echo component. It can also have a far-end data component, as will be described in more detail below. In both cases, the size of the echo component that has not been canceled indicates the respective effectiveness of the echo cancellation method. A large, undeleted echo component means that the image signal represents an inaccurate image of the echo component that is to be canceled. In so-called adaptive echo cancellation devices, the echo-compensated signal is expediently used as an error signal, on the basis of which the values of all tap coefficients are adaptively updated in such a way that the echo component which has not been canceled becomes a minimum. This ensures that the image signal continuously and as far as possible exactly simulates the echo component in the incoming signal, even if the properties of the channel change.

Die in der US-PS 4 087 654 beschriebene Anordnung stellt ein Beispiel für die sogenannten adaptiven Baudraten-Echo-auslöscheinrichtungen dar. Bei solchen Anordnungen finden das Abtasten des ankommenden Signals, die Abbildung der Echokomponente und die Echoauslöschung jeweils mit der Baud-(Symbol)-Rate statt. Obwohl solche Anordnungen vom Aufbau her einfach sind, zeigen diese Auslöscheinrichtungen hohe Empfindlichkeit gegen Schwankungen der synchronen Zeitsteuerung zwischen dem am nahen Ende ausgesendeten Signal, das zur Definition des Echosignal-Abbildes benutzt wird, und den empfangenen Daten, deren Zeitsteuerung am fernen Ende bestimmt wird. Ausserdem steht das echo-kom-pensierte Signal am Empfänger nur mit der Baud-Abtastrate zur Verfügung. Dies beschränkt auf schwerwiegende Weise die Fähigkeit des Empfängers, die Zeitsteuerung aus dem Fernend-Signal genau wiederzugewinnen. The arrangement described in US Pat. No. 4,087,654 represents an example of the so-called adaptive baud rate echo canceller. In such arrangements the sampling of the incoming signal, the mapping of the echo component and the echo canceller are each carried out with the baud (symbol) Rate instead. Although such arrangements are simple in structure, these cancellers are highly sensitive to fluctuations in synchronous timing between the near-end signal used to define the echo signal map and the received data whose far-end timing is determined. In addition, the echo-compensated signal at the receiver is only available at the baud sampling rate. This severely limits the receiver's ability to accurately regain timing from the far-end signal.

Alternativ ist eine Operation der Auslöscheinrichtung mit der Nyquist-Rate empfohlen worden. Nyquist-Abtastverfah-ren, die das oben beschriebene Zeitsteuerungsproblem vereinfachen, sind beispielsweise beschrieben in der US-PS 4 131 767 sowie in einem Aufsatz von S.B. Weinstein «A passband Data-Driven Echo Canceler for Full-Duplex Transmission on Two-Wire Circuits» IEEE Transactions on Communications, Band COM-25, Nr. 7, Juli 1977, Seiten 654-66, sowie von K.H. Müller in einem Aufsatz « A New Digital Echo Canceler for Two-Wire Full-Duplex Transmission» in IEEE Transactions on Communications, Band COM-24, Nr. 9, September 1976, Seiten 956-962. Im Gegensatz zu Baudra-ten-Auslöscheinrichtungen führen Nyquist-Raten-Auslösch-einrichtungen eine Abtastung des ankommenden Signals, die Erzeugung des Echoabbildes und die Echoauslöschung je mit der Nyquist-Rate aus. Die Anzapfkoeffizienten-Anpassung bei den Nyquist-Anordnungen ist in Vollduplexanlagen in Zeitintervallen mit Einwegübertragung befriedigend. Die Anpassung ist jedoch unzuverlässig in Zeitintervallen mit Zweiwegübertragung, d.h. gleichzeitiger Übertragung von Daten am fernen und am nahen Ende. Diese Probleme entstehen deswegen, weil das echo-kompensierte Signal, das die adaptive Anordnung speist, in Intervallen mit Zweiwegübertragung nicht nur die nicht ausgelöschte Echokomponente, sondern ausserdem eine Fernend-Datenkomponente enthält. Die Fernend-Datenkomponente ist mit dem Echo nicht korreliert. l-.ine Anpassung und demgemäss die Erzeugung eines Ixhoabbildes anhand dieses Signals ist demgemäss entweder unzuv erlässig und ungenau oder sehr langsam. Demgemäss kann sich eine fehlerhafte Datenwiedergewinnung ergeben. Alternatively, quenching operation at the Nyquist rate has been recommended. Nyquist scanning methods that simplify the timing problem described above are described, for example, in U.S. Patent No. 4,131,767 and in an article by S.B. Weinstein "A passband Data-Driven Echo Canceler for Full-Duplex Transmission on Two-Wire Circuits" IEEE Transactions on Communications, Volume COM-25, No. 7, July 1977, pages 654-66, and by K.H. Müller in an essay "A New Digital Echo Canceler for Two-Wire Full-Duplex Transmission" in IEEE Transactions on Communications, Volume COM-24, No. 9, September 1976, pages 956-962. In contrast to baud rate cancellers, Nyquist rate cancellers scan the incoming signal, generate the echo map, and echo canceller each at the Nyquist rate. The tap coefficient adaptation in the Nyquist arrangements is satisfactory in full-duplex systems at time intervals with one-way transmission. However, the adjustment is unreliable in time intervals with two-way transmission, i.e. simultaneous transmission of data at the far and near end. These problems arise because the echo-compensated signal which feeds the adaptive arrangement contains, in intervals with two-way transmission, not only the undeleted echo component, but also a far-end data component. The far-end data component is not correlated with the echo. Adaptation and accordingly the generation of an Ixho image on the basis of this signal is accordingly either inadmissible and imprecise or very slow. Accordingly, incorrect data recovery can result.

-, (Baudraten-Anordnungen werden durch diese Probleme nicht beeinflusst, das das zur Aktualisierung der Anzapfkoeffizienten für die Echoauslöscheinrichtungen verwendete Fehlersignal an einem anderen Punkt der Anlage entnommen wird, an dem die Daten vom fernen Ende schon festgestellt sind io und demgemäss subtrahiert wurden. Das Fehlersignal als solches wird durch das Vorhandensein von Fernend-Daten nicht verschlechtert.) -, (Baud rate arrangements are not affected by these problems, that the error signal used to update the tap coefficients for the echo canceller is taken from another point in the system where the data from the far end has already been determined and has been subtracted accordingly Error signal as such is not degraded by the presence of remote end data.)

Bekannte Lösungen der oben beschriebenen Probleme bei Nyquist-Auslöscheinrichtungen sehen die Verwendung einer 15 Doppel- oder Gegensprech-Anzeigeschaltung zum Anhalten des Anpass- oder Adaptionsvorgangs vor und halten die Anzapfkoeffizienten während der Gegensprechintervalle auf ihren Werten vor dem Gegensprechen fest. Dazu wird beispielsweise verwiesen auf die US-PS 3 499 999. Alternativ 20 kann wie in dem oben angegebenen Aufsatz von Weinstein «A Passband Data-Driven Echo Canceler for Full-Duplex Transmission on Two-Wire Circuits» beschrieben wird, ein laufender Durchschnittswert für eine vorbestimmte Anzahl von früheren Koeffizienten werten für jede Anzapfung 25 anstelle der adaptiven Koeffizienten bei Gegensprechinter-vallen benutzt werden. Diese Lösungen stabilisieren zwar die Arbeitsweise der Anlage, die Echoauslöschung ist aber während der Gegensprechintervalle potentiell ungenau. Dies beruht darauf, dass die Anzapfkoeffizienten während der 30 Gegensprechintervalle nicht auf Änderungen des Echokanal-Impulsansprechens eingestellt werden können, die während solcher Intervalle auftreten. Known solutions to the above-described problems with Nyquist cancellers provide for the use of a dual or intercom display circuit to stop the fitting or adaptation process and keep the tap coefficients at their pre-intercom values during the intercom intervals. For this purpose, reference is made, for example, to US Pat. No. 3,499,999. Alternatively 20, as described in the above-mentioned article by Weinstein "A Passband Data-Driven Echo Canceler for Full-Duplex Transmission on Two-Wire Circuits", a running average value for a predetermined number of previous coefficients are used for each tap 25 instead of the adaptive coefficients at inter-talk intervals. Although these solutions stabilize the operation of the system, the echo cancellation is potentially inaccurate during the intercom intervals. This is because the tap coefficients cannot be adjusted for changes in the echo channel impulse response that occur during such intervals during the 30 intercom intervals.

Es ist demgemäss Aufgabe der Erfindung, die Güte von Echoauslöscheinrichtungen in Zeitabschnitten mit Gegen-35 sprechen zu verbessern. It is accordingly an object of the invention to improve the quality of echo cancellers in periods with counter-talk.

Ein spezielles Ziel der Erfindung sieht die Verbesserung der Güte von Nyquist-Echoauslöscheinrichtungen in Zeitabschnitten mit Gegensprechen vor. A specific object of the invention is to improve the quality of Nyquist echo cancellers in periods of two-way talk.

Ein spezielleres Ziel der Erfindung ist auf die Schaffung 40 einer Nyquist-Echoauslöscheinrichtung gerichtet, die in Zeitabschnitten mit Gegensprechen genau und stabil ist, selbst dann, wenn sich die Eigenschaften des Echokanals ändern. Das erfindungsgemässe Verfahren ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 1 angeführten Merkmale 45 gekennzeichnet. A more specific object of the invention is to provide 40 a Nyquist echo canceller that is accurate and stable in periods of intercom, even when the characteristics of the echo channel change. The method according to the invention is characterized by the features 45 stated in the characterizing part of patent claim 1.

Die erfindungsgemässe Vorrichtung ist durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches 2 angeführten Merkmale gekennzeichnet. The device according to the invention is characterized by the features stated in the characterizing part of patent claim 2.

Im einzelnen kann die adaptive Bezugsbildungseinrich-50 tung eine vorbestimmte Anzahl von vorhergehenden Empfängerentscheidungen verarbeiten, um mit der Nyquist-Rate einen Schätzwert für die im echo-kompensierten Signal vorhandene Fernend-Datenkomponente zu erzeugen. Dieser Schätzwert ist genauer eine lineare Kombination der vorher-55 gehenden Empfängerentscheidungen und wird durch Multiplizieren jeder der früheren Empfängerentscheidungen mit einem entsprechenden Anzapfkoeffizienten und Kombinieren der sich ergebenden Produkte erzeugt. Der erzeugte Schätzwert für die Fernend-Daten wird zur Erzeugung eines Adap-6otionsfehlersignals benutzt, dessen Wert gleich der Differenz zwischen dem echo-kompensierten Signal und dem Schätzwert der Fernend-Datenkomponente ist. Dieses Fehlersignal wird statt des echo-kompensierten Signals als Fehlersignal für die adaptive Echoauslöscheinrichtung benutzt. Demgemäss 65 wird die Anpassung der Anzapfkoeffizienten für die Echoauslöscheinrichtung allein in Abhängigkeit von den nicht ausgelöschten Echokomponenten durchgeführt. Dies ermöglicht eine stabile und genaue Echoauslöschung sowohl beim Specifically, the adaptive reference generator can process a predetermined number of previous receiver decisions to generate an estimate of the far-end data component present in the echo-canceled signal at the Nyquist rate. More precisely, this estimate is a linear combination of the previous recipient decisions and is generated by multiplying each of the previous recipient decisions by a corresponding tap coefficient and combining the resulting products. The generated estimate for the far-end data is used to generate an adaptation error signal, the value of which is equal to the difference between the echo-compensated signal and the estimate of the far-end data component. This error signal is used instead of the echo-compensated signal as an error signal for the adaptive echo canceller. Accordingly, the adaptation of the tap coefficients for the echo canceller is carried out solely as a function of the non-canceled echo components. This enables stable and accurate echo cancellation both when

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4 4th

Gegensprechen als auch bei einer Einwegübertragung. Two-way communication as well as in a one-way transmission.

Um sicherzustellen, dass der Schätzwert der Fernenddaten kontinuierlich und genau die Fernend-Datenkomponente im ankommenden Signal wiedergibt, kann das Adaptionsfehlersignal zur adaptiven Bezugsbildungseinrichtung als Aktua-lisierungs-Fehiersignal zur Verwendung bei der adaptiven Aktualisierung der Anzapfkoeffizienten für die adaptive Bezugsbildunseinrichtung zurückgeführt werden. To ensure that the remote end data estimate accurately and continuously reflects the far end data component in the incoming signal, the adaptation error signal can be returned to the adaptive reference generator as an update error signal for use in adaptively updating the tap coefficients for the adaptive reference generator.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beispielsweise beschrieben. Es zeigen: The invention is described below with reference to the drawings, for example. Show it:

Fig. 1 das Blockschaltbild einer bekannten Vollduplex-Zweidraht-Digitaldatenübertragungsanlage mit Nyquist-Echoauslöschung ; 1 shows the block diagram of a known full-duplex two-wire digital data transmission system with Nyquist echo cancellation;

Fig. 2 das Blockschaltbild eines Nyquist-Datenanschlus-ses nach der Erfindung; 2 shows the block diagram of a Nyquist data connection according to the invention;

Fig. 3 das Blockschaltbild der Schaltungen innerhalb des Anschlusses nach Fig. 2, die das Adaptionsfehlersignal nach der Erfindung erzeugt; FIG. 3 shows the block diagram of the circuits within the connection according to FIG. 2, which generates the adaptation error signal according to the invention;

Fig. 4 das Blockschaltbild der adaptiven Bezugsbildungseinrichtung, die bei der Schaltung nach Fig. 3 benutzt wird. Fig. 4 is the block diagram of the adaptive reference forming device, which is used in the circuit of FIG. 3.

Fig. 1 zeigt eine digitale Vollduplex-Datenübertragungs-anlage bekannter Art. Im wesentlichen weist diese Anlage eine Zweidraht-Übertragungsleitung 5 auf, die zwei Datenanschlüsse verbindet, nämlich einen Nahendanschluss 10 und einen Fernendanschluss 13. Die Verbindungsleitung 5 gehört beispielsweise zum öffentlichen Fernvermittlungsnetzwerk, obwohl die Erfindung in gleicher Weise auf andere Arten von Übertragungsverbindungen, beispielsweise Teilnehmerschleifen, anwendbar ist. Die Nachrichtenverbindung 5 ist eine Zweiwegverbindung, d.h. sie überträgt Datensignale von jeder der beiden Endstellen zur anderen. Die Endstellen 10 und 13 sind von der allgemeinen Art, wie in der obengenannten US-PS 4 131 767 beschrieben ist. Zur Erläuterung sind beide Endstellen identisch aufgebaut und arbeiten auf die gleiche Weise. Demgemäss ist die nachfolgende Erläuterung im wesentlichen auf die Nahend-Datenendstelle 10 beschränkt. Fig. 1 shows a digital full-duplex data transmission system of a known type. Essentially, this system has a two-wire transmission line 5 which connects two data connections, namely a near-end connection 10 and a far-end connection 13. The connecting line 5 belongs to the public long-distance switching network, for example, although the invention is equally applicable to other types of transmission connections, for example subscriber loops. The communication link 5 is a two-way connection, i.e. it transmits data signals from each of the two end points to the other. Terminals 10 and 13 are of the general type described in the aforementioned U.S. Patent 4,131,767. As an explanation, both terminals are constructed identically and work in the same way. Accordingly, the following explanation is essentially restricted to the near-end data terminal 10.

Die Endstelle 10 weist eine Sende/Empfangsschaltung 40 und eine Gabelschaltung 16 auf. Die Schaltung 40 beinhaltet einen Sendeabschnitt, der die Datenquelle 11 und einen Sender 14 aufweist. Die Datenquelle 11 erzeugt im Grundband einen Strom von Nahend-Datensymbolen bn, n = 0, 1,2,... Der Index n ändert sich mit der Baudrate. Die Symbole bn werden zur üblichen Formung und Modulation an den Sender 14 gegeben. The terminal 10 has a transmit / receive circuit 40 and a hybrid circuit 16. The circuit 40 includes a transmission section which has the data source 11 and a transmitter 14. The data source 11 generates a stream of near-end data symbols bn, n = 0, 1,2, ... in the baseband. The index n changes with the baud rate. The symbols bn are given to the transmitter 14 for the usual shaping and modulation.

Der Sendeabschnitt sowie der in Kürze noch zu beschreibende Empfangsabschnitt sind an die Gabelschaltung 16 angeschlossen. Diese ermöglicht die Verbindung eines Paares von Zweidrahtleitungen, d.h. einer Vierdrahtleitung, mit einer doppelt gerichteten Zweidraht-Übertragungsleitung 5. Im einzelnen enthält die Gabelschaltung 3 Zweidrahtanschlüsse 16a, 16b und 16c. Das abgehende Signal, d.h. das Ausgangssignal des Senders 14, wird über eine Zweidrahtleitung 18 an den Zweidrahtanschluss 16a angelegt. Die Gabelschaltung 16 führt dieses Signal über den Anschluss 16c zur Verbindungsleitung 5. Ein vom fernen Ende ankommendes Signal auf der Verbindungsleitung 5, das am Anschluss 16c ankommt, wird dagegen von der Gabelschaltung 16 zum Anschluss 16b geführt. Von dort wird das ankommende Signal r, das eine Folge von Fernend-Datensymbolen darstellt, über eine getrennte Zweidrahtleitung 19 zum Empfangsabschnitt des Nahend-Datenanschlusses 10 geführt. Auf entsprechende Weise verbindet die Gabelschaltung 15 am fernen Ende die Sende/Empfangsschaltung 17 (die der Schaltung 40 ähnlich ist) mit dem Anschluss 15c und der Verbindungsleitung 5 über ein Paar von Zweidrahtleitungen, die mit den Anschlüssen 15a und 15b verbunden sind. The transmitting section and the receiving section to be described shortly are connected to the hybrid circuit 16. This enables the connection of a pair of two-wire lines, i.e. a four-wire line, with a bidirectional two-wire transmission line 5. In particular, the hybrid circuit contains three two-wire connections 16a, 16b and 16c. The outgoing signal, i.e. the output signal of the transmitter 14 is applied to the two-wire connection 16a via a two-wire line 18. The hybrid circuit 16 leads this signal via the connection 16c to the connecting line 5. A signal arriving on the connecting line 5 from the far end, which arrives at the terminal 16c, is, however, passed from the hybrid circuit 16 to the connection 16b. From there, the incoming signal r, which represents a sequence of far-end data symbols, is conducted via a separate two-wire line 19 to the receiving section of the near-end data connection 10. Similarly, the hybrid 15 at the far end connects the transmit / receive circuit 17 (which is similar to the circuit 40) to the terminal 15c and the connecting line 5 via a pair of two-wire lines connected to the terminals 15a and 15b.

Zur Erzielung einer optimal störungsfreien Übertragung muss die Ausgangsimpedanz sowohl der Nahend-Gabelschal-tung 16 als auch der Fernend-Gabelschaltung 15 genau an die Impedanz der Verbindungsleitung 5 angepasst sein. Dies ist in der Praxis jedoch selten möglich. Beispielsweise ist im öffentlichen Fernvermittlungsnetzwerk eine grosse Zahl unterschiedlicher Übertragungsleitungen über die jeweilige Zeit zwischen die Gabelschaltungen 15 und 16 gelegt. Da die Gabelschaltungen so ausgelegt sind, dass sie mit soviel wie möglich unterschiedlichen Verbindungskanälen zusammenarbeiten können, tritt im allgemeinen eine Impedanzfehlanpassung auf, beispielsweise zwischen der Gabelschaltung 15 am fernen Ende und der Verbindungsleitung 5. Dies bewirkt, In order to achieve an optimally interference-free transmission, the output impedance of both the near-end fork circuit 16 and the far-end fork circuit 15 must be matched exactly to the impedance of the connecting line 5. However, this is rarely possible in practice. For example, in the public switched telephone network, a large number of different transmission lines are laid between the hybrid circuits 15 and 16 over the respective time. Since the hybrid circuits are designed so that they can work with as many different connection channels as possible, an impedance mismatch generally occurs, for example between the hybrid circuit 15 at the far end and the connecting line 5.

dass ein messbarer Anteil des übertragenen Nahend-Signals, das bei der Gabelschaltung 15 am fernen Ende ankommt, als Echo zurück zur Verbindungsleitung 5 reflektiert wird. Nach einem endlichen Zeitintervall erscheint das Echo am Anschluss 16c der Gabelschaltung 16 am nahen Ende. Der Empfangsabschnitt der Nahend-Datenendstelle 10 ist nicht in der Lage, zwischen den ankommenden Daten und dem Echo zu unterscheiden. Die Einschaltung einer Echoauslöscheinrichtung 24 (die in Kürze erläutert werden soll) im Empfangsabschnitt verhindert jedoch, dass das Echo die Datenwiedergewinnung stört. that a measurable portion of the transmitted near-end signal, which arrives at the far end of the hybrid circuit 15, is reflected as an echo back to the connecting line 5. After a finite time interval, the echo appears at the connection 16c of the hybrid circuit 16 at the near end. The receiving section of the near-end data terminal 10 is unable to distinguish between the incoming data and the echo. However, the inclusion of an echo canceller 24 (to be explained shortly) in the receiving section prevents the echo from interfering with data recovery.

Wie oben angegeben, wird das über die Verbindungsleitung 5 ankommende Signal r über die Gabelschaltung 16 und den Anschluss 16b zum Empfangsabschnitt der Datenendstelle 10 geführt. Dort gelangt das Signal zunächst an einen Nyquist-Abtaster 20. Dieser tastet das Signal r mit wenigstens der Nyquist-Rate fein ab, d.h. mit einer Rate, wenigstens gleich dem doppelten Wert der höchstmöglichen Frequenz im ankommenden Signal. Aus Gründen, die später erkennbar werden, ist die Nyquist-Rate beispielsweise ein ganzzahliges Vielfaches P der Baud-rate. Der Abtastwert rM ist einer der sich ergebenden Abtastwerte, d.h. der M-te Abtastwert eines Stroms von Abtastwerten des ankommenden Signals. Der Index M schreitet mit der Nyquist-Rate fort. Im allgemeinen Fall ist das Signal r sowohl aus Fernend-Daten als auch Echosignalen zusammengesetzt. Ein Teil des Abtastwerts rM beruht also aus Fernend-Daten, und ein anderer Teil ist echobedingt. Diese Teile des Abtastwertes rM sollen nachfolgend als Fernend-Datenkomponente und als Echokomponente bezeichnet werden. Als Ergebnis beispielsweise der Nyquist-Abtastung, der Zwischensymbol-Störung und anderer Verzerrungen dürfte klar sein, dass der Wert der Datenkomponente des Abtastwertes rM des ankommenden Signals nicht den Wert irgendeines bestimmten, übertragenen Symbols wiedergibt. As indicated above, the signal r arriving via the connecting line 5 is routed via the hybrid circuit 16 and the connection 16b to the receiving section of the data terminal 10. There, the signal first arrives at a Nyquist scanner 20, which finely samples the signal r at least at the Nyquist rate, i.e. at a rate at least equal to twice the highest possible frequency in the incoming signal. For reasons that will become apparent later, the Nyquist rate is, for example, an integer multiple P of the baud rate. The sample rM is one of the resulting samples, i.e. the Mth sample of a stream of samples of the incoming signal. The index M advances at the Nyquist rate. In the general case, the signal r is composed of both far-end data and echo signals. Part of the sample rM is based on far-end data, and another part is echo-related. These parts of the sample rM will be referred to below as the far-end data component and as the echo component. As a result of, for example, Nyquist sampling, intersymbol interference, and other distortions, it should be clear that the value of the data component of the sample rM of the incoming signal does not reflect the value of any particular symbol transmitted.

Es soll jetzt das Problem, auf das die Erfindung gerichtet ist, erläutert werden, indem zunächst angenommen wird, dass zu irgendeinem Zeitpunkt nur eine Einwegübertragung über die Verbindungsleitung 5 erfolgt, d.h. dass ein Gegensprechen ausgeschlossen ist. Weiterhin wird angenommen, dass die Gabelschaltung 16 leckfrei ist, d.h. dass die abgehenden, an den Anschluss 16a angelegten Sendesignale nicht durch die Gabelschaltung laufen und am Anschluss 16c auftreten. The problem to which the invention is directed will now be explained by first assuming that at any point in time only one-way transmission will take place over the trunk 5, i.e. that two-way communication is impossible. It is further assumed that the hybrid 16 is leak-free, i.e. that the outgoing transmission signals applied to connection 16a do not run through the hybrid circuit and occur at connection 16c.

Unter diesen Bedingungen besteht der Abtastwert rM allein aus der Fernend-Datenkomponente oder allein aus einer Echokomponente. In Empfangsperioden ist beispielsweise der Abtastwert rM allein aus einer Fernend-Datenkomponente zusammengesetzt, d.h. er ist echofrei. Der Abtastwert rM gelangt an einen Kombinierer 22, in welchem er subtraktiv mit einem Echoabbildsignal zM kombiniert wird, das das M-te Signal eines Stroms von Echoabbildsignalen ist, die von der adaptiven Echoauslöscheinrichtung 24 auf der Leitung 21 geliefert werden. Im einzelnen ist das Echoabbildsignal zM ein von der adaptiven Echoauslöscheinrichtung 24 bereitgestellter Schätzwert der Echokomponente des Abtastwertes rM. Da diese Komponente vorausseztungsgemäss Null ist, ist das Under these conditions, the sample rM consists solely of the far-end data component or solely of an echo component. In reception periods, for example, the sample rM is composed solely of a far-end data component, i.e. it is anechoic. The sample rM reaches a combiner 22 in which it is subtractively combined with an echo image signal zM, which is the Mth signal of a stream of echo image signals provided by the adaptive echo canceller 24 on line 21. In detail, the echo image signal zM is an estimate of the echo component of the sample rM provided by the adaptive echo canceller 24. Since this component is zero by default, it is

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

5 5

651 980 651 980

Echoabbildsignal zM ebenfalls Null. Demgemäss durchläuft der Abtastwert rM den Kombinierer 22 im wesentlichen unverändert. Das Ausgangssignal des Kombinierers 22 ist ein Strom von echo-kompensierten Signalen, wobei SM das M-te Signal dieses Stroms ist. In vorliegenden Fall ist das echo-kompensierte Signal SM im wesentlichen gleich der Fernend-Datenkomponente des Abtastwertes rM. Das echo-kompensierte Signal wird über die Leitung 28 einem Tiefpassfilter 30 zugeführt, das eine kontinuierliche Welle rekonstruiert. Das Filterausgangssignal gelangt dann zu einem Empfänger 34, wo es erneut abgetastet werden kann, beispielsweise mit der Baudrate, weiter gefiltert (entzerrt) wird, um die Zwischen-symbol-Störung zu überwinden, und dann quantisiert wird, um die Entscheidungen än, n = 0, 1,2,... hinsichtlich des Wertes des n-ten, vom fernen Ende übertragenen Symbols an zu gewinnen. Die Entscheidung an wird an die Datensenke 36 gegeben. Echo image signal zM also zero. Accordingly, the sample rM passes through the combiner 22 essentially unchanged. The output of combiner 22 is a stream of echo-compensated signals, SM being the Mth signal of that stream. In the present case, the echo-compensated signal SM is essentially the same as the far-end data component of the sample rM. The echo-compensated signal is fed via line 28 to a low-pass filter 30, which reconstructs a continuous wave. The filter output then passes to a receiver 34 where it can be resampled, e.g. at the baud rate, further filtered (equalized) to overcome the intermediate symbol interference, and then quantized to make the decisions än, n = 0, 1,2, ... in terms of the value of the nth symbol transmitted from the far end. The decision on is given to the data sink 36.

Das echo-kompensierte Signal SM wird ausserdem als Fehlersignal über die Leitung 26 zur adaptiven Echoauslöscheinrichtung 24 zurückgeführt, wie weiter unten noch genauer erläutert werden soll. Solange jedoch keine Datensymbole von der Quelle 11 geliefert werden, hält die Echoauslöscheinrichtung 24 den Wert des Echoabbildsignals zM auf Null. The echo-compensated signal SM is also returned as an error signal via line 26 to the adaptive echo cancellation device 24, as will be explained in more detail below. However, as long as no data symbols are supplied by the source 11, the echo canceller 24 keeps the value of the echo image signal zM at zero.

Alternativ ist in Perioden einer Einwegübertragung durch die Endstelle 10 (wenn wiederum kein Gegensprechen angenommen wird) der Abtastwert rM allein aus der Echokomponente zusammengesetzt, die durch das vom nahen Ende übertragene Signal erzeugt wird, das an der Impedanz-Fehlanpas-sung an der Gabelschaltung am fernen Ende des Kanals erzeugt wird. Das Echoabbildsignal zM ist jetzt von Null verschieden. Im einzelnen erzeugt die Echoauslöscheinrichtung 24 das Echoabbildsignal zM durch Verarbeitung einer vorbestimmten Anzahl von früheren, aufeinanderfolgenden Symbolen innerhalb der von der Datenquelle 11 erzeugten Datenfolge. Diese Symbole werden in der Echoauslöscheinrichtung in einer transversalen Anordnung gespeichert. Physikalisch kann diese Anordnung beispielsweise eine analoge Verzögerungsleitung, ein Schieberegister oder ein Schreib/Lesespei-cher sein. Die Echoauslöscheinrichtung erzeugt eine ideale Kombination früherer, aufeinanderfolgender Symbole durch Multiplikation jedes einzelnen Symbols mit einem entsprechenden Anzapfkoeffizienten. Die sich ergebenden Produkte werden aufsummiert und erzeugen das Echoabbildsignal zM. Da die ferne Endstelle 13 zu diesem Zeitpunkt nicht sendet, ist das echo-kompensierte Signal SM allein aus einer nicht ausgelöschten Echokomponente zusammengesetzt. Wie oben erwähnt, wird das Signal SM über die Leitung 26 als Fehlersignal zur Echoauslöscheinrichtung 24 zurückgeführt. In Abhängigkeit von diesem Fehlersignal werden die Werte der Anzapfkoeffizienten adaptiv aktualisiert, um sicherzustellen, dass das Echoabbildsignal soweit als möglich eine genaue Duplizierung der Echokomponente des Abtastwerts rM ist. Auf diese Weise wird die verbleibende, nicht ausgelöschte Echokomponente im echokompensierten Signal auf ein Minimum gebracht. Alternatively, in periods of one-way transmission through the terminal 10 (if no two-way communication is again assumed), the sample rM is composed solely of the echo component which is generated by the signal transmitted from the near end, which is due to the impedance mismatch at the hybrid circuit on far end of the channel is generated. The echo image signal zM is now different from zero. In particular, the echo canceller 24 generates the echo image signal zM by processing a predetermined number of earlier, successive symbols within the data sequence generated by the data source 11. These symbols are stored in a transverse arrangement in the echo canceller. Physically, this arrangement can be, for example, an analog delay line, a shift register or a read / write memory. The echo canceller creates an ideal combination of previous, consecutive symbols by multiplying each symbol by a corresponding tap coefficient. The resulting products are added up and generate the echo image signal zM. Since the remote terminal 13 does not transmit at this point in time, the echo-compensated signal SM is composed solely of an undeleted echo component. As mentioned above, the signal SM is fed back via line 26 as an error signal to the echo canceller 24. Depending on this error signal, the values of the tap coefficients are updated adaptively to ensure that the echo image signal is, as far as possible, an exact duplication of the echo component of the sample rM. In this way, the remaining, non-canceled echo component in the echo-compensated signal is minimized.

Während die Anordnung gemäss Fig. 1 bei der Einwegübertragung befriedigend arbeitet, wie gerade beschrieben, besitzt sie schwerwiegende Nachteile bei einem Zweiwegbetrieb, d.h. in Zeitabschnitten mit Gegensprechen. Im einzelnen sind immer dann, wenn die Endstellen 10 und 13 gleichzeitig senden, Echos des am nahen Ende ausgesendeten Signals gleichzeitig mit den von der Endstelle 13 am fernen Ende ausgesendeten Fernend-Daten auf der Verbindungsleitung 5 vorhanden. Das an die Echoauslöscheinrichtung 24 über die Leitung 26 angelegte Fehlersignal enthält also nicht nur eine nicht ausgelöschte Echokomponente, sondern ausserdem eine Fernend-Datenkomponente. Das Fehlersignal wird also durch die Fernend-Datenkomponente verfälscht. While the arrangement according to Fig. 1 works satisfactorily in the one-way transmission as just described, it has serious disadvantages in two-way operation, i.e. in periods with two-way communication. Specifically, whenever the terminals 10 and 13 transmit at the same time, echoes of the signal transmitted at the near end are present on the connecting line 5 simultaneously with the far-end data transmitted from the terminal 13 at the far end. The error signal applied to the echo canceller 24 via line 26 thus contains not only an undeleted echo component, but also a far-end data component. The error signal is therefore corrupted by the far-end data component.

Die Echoauslöscheinrichtung ist nicht in der Lage, zwischen der Echokomponente und der Fernend-Datenkomponente zu unterscheiden. Darüberhinaus sind die Fernend-Daten nicht mit dem Echo korreliert. Die Adaption ist demgemäss entweder unzuverlässig und ungenau oder sehr langsam. Es kann sich demgemäss eine fehlerhafte Echoauslöschung einstellen. The echo canceller is unable to distinguish between the echo component and the far-end data component. In addition, the far-end data are not correlated with the echo. The adaptation is therefore either unreliable and inaccurate or very slow. Accordingly, incorrect echo cancellation can occur.

Die vorliegende Erfindung ist auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Erzielung einer genauen, stabilen und zuverlässigen Adaption und Echoauslöschung in Zeitabschnitten mit Gegensprechen gerichtet. Erfindungsgemäss wird dies erreicht, indem die verfälschende Fernend-Datenkomponente im wesentlichen aus dem echo-kompensierten Signal entfernt wird, um ein Adaptionsfehlersignal zu erzeugen. Dieses Adaptionsfehlersignal ist eine Kombination aus dem Echoabbildsignal ZM, dem Abtastwert rM und einem (unten erläuterten) Schätzwert für die dem Abtastwert rM zugeordnete Fern-end-Datenkomponente. Das Adaptionsfehlersignal wird dann statt des echo-kompensierten Signals als Fehlersignal an die adaptive Echoauslöscheinrichtung angelegt. The present invention is directed to a method and apparatus for achieving accurate, stable, and reliable adaptation and echo cancellation in periods of two-way communication. This is achieved according to the invention by essentially removing the distorting far-end data component from the echo-compensated signal in order to generate an adaptation error signal. This adaptation error signal is a combination of the echo image signal ZM, the sample rM and an estimate (explained below) for the far-end data component associated with the sample rM. The adaptation error signal is then applied as an error signal to the adaptive echo canceller instead of the echo-compensated signal.

Fig. 2 zeigt eine Datenendstelle 10' mit einer adaptiven Echoauslöscheinrichtung nach der Erfindung. Der Hauptunterschied zwischen der Endstelle 10' und der bekannten Endstelle 10 besteht darin, dass die Sende/Empfangsschaltung 40' in der Endstelle 10' einen Adaptionsfehlersignalgenerator 80 enthält. Dieser Generator nimmt als Eingangssignale die Empfängerentscheidungen auf der Leitung 35 und das echo-kompensierte Signal SM auf der Leitung 26 auf und verarbeitet sie. Das Ausgangssignal auf der Leitung 27 ist ein Strom von Adaptionsfehlersignalen, von denen yEM_D das (M-D)-te Signal dieses Stroms ist. Die übrigen Bauteile der Endstelle 10' entsprechen denen der Endstelle 10 und tragen die gleichen Bezugszeichen. 2 shows a data terminal 10 'with an adaptive echo cancellation device according to the invention. The main difference between the terminal 10 'and the known terminal 10 is that the transmit / receive circuit 40' in the terminal 10 'contains an adaptation error signal generator 80. This generator takes the receiver decisions on line 35 and the echo-compensated signal SM on line 26 as input signals and processes them. The output signal on line 27 is a stream of adaptation error signals, of which yEM_D is the (M-D) th signal of this stream. The other components of the terminal 10 'correspond to those of the terminal 10 and have the same reference numerals.

Fig. 3 zeigt die wesentliche Schaltungsteile des Adaptions-fehlersignalgenerators 80 genauer. Im einzelnen werden die Empfängerentscheidungen, beispielsweise die Entscheidung ân, an eine adaptive Bezugsbildungseinrichtung 82 angelegt. Dort werden die Entscheidungen verarbeitet, derart, dass auf der Leitung 83 ein Strom von Schätzwerten erzeugt wird, wobei jeder Schätzwert die Fernend-Datenkomponente eines bestimmten Abtastwertes des ankommenden, an den Kombinierer 22 angelegten Signals annähert. Es ergibt sich eine Verarbeitungsverzögerung von D Nyquist-Intervallen vom Ausgang des Kombinierers 22 zum Ausgang des Empfängers 34. Demgemäss ist zu dem Zeitpunkt, zu dem das echo-kompensierte Signal SM auf der Leitung 26 (Fig. 2) erscheint, das Signal auf der Leitung 83 ein Schätzwert Xm-d der Datenkomponente des echo-kompensierten Signals, das um D Nyquist-Intervalle früher erzeugt worden ist, d.h. des Signals SM_D. Der Generator 80 weist eine Verzögerungsschaltung 85 auf, die eine Verzögerung von D Nyquist-Intervallen für das echo-kompensierte Signal bewirkt, das auf der Leitung 26 zugeführt wird. Demgemäss erscheint das verzögerte echo-kompensierte Signal SM_D auf der Ausgangsleitung 88 der Verzögerungsschaltung 85 gleichzeitig mit dem Schätzwert Xm-d auf der Leitung 83. Dieser Schätzwert wird von dem echo-kompensierten Signal im Kombinierer 84 unter Erzeugung des Fehlersignals EM..D subtrahiert. 3 shows the essential circuit parts of the adaptation error signal generator 80 in more detail. In detail, the receiver decisions, for example the decision ân, are applied to an adaptive reference-forming device 82. The decisions are processed there such that a stream of estimates is generated on line 83, each estimate approximating the far-end data component of a particular sample of the incoming signal applied to combiner 22. There is a processing delay of D Nyquist intervals from the output of combiner 22 to the output of receiver 34. Accordingly, at the time the echo-compensated signal SM appears on line 26 (Fig. 2), the signal is on the Line 83 estimates Xm-d of the data component of the echo-compensated signal generated earlier by D Nyquist intervals, ie of the signal SM_D. The generator 80 has a delay circuit 85 which causes a delay of D Nyquist intervals for the echo-compensated signal which is supplied on the line 26. Accordingly, the delayed echo-compensated signal SM_D appears on the output line 88 of the delay circuit 85 at the same time as the estimated value Xm-d on the line 83. This estimated value is subtracted from the echo-compensated signal in the combiner 84 to generate the error signal EM..D.

Das Fehlersignal EM_D gibt natürlich nicht den augenblicklichen Echoauslöschfehler wieder, sondern statt dessen den Fehler, der um D Nyquist-Intervalle in der Vergangenheit vorhanden gewesen ist. Das Signal lässt sich jedoch trotzdem als Grundlage für die Aktualisierung der Anzapfkoeffizienten verwenden, die in der Echauslöscheinrichtung 24 benutzt werden. The error signal EM_D, of course, does not reflect the current echo cancellation error, but instead the error that was present at D Nyquist intervals in the past. However, the signal can still be used as the basis for updating the tap coefficients used in the echo canceller 24.

Im einzelnen wird das Fehlersignal Em-d im Multiplizierer 86 mit einem Parameter y multipliziert, um ein Adaptionsfehlersignal yEM_D zu erzeugen. Der Parameter y, der wesentlich kleiner als 1 ist, ist so gewählt, dass eine glatte und stabile In detail, the error signal Em-d is multiplied by a parameter y in the multiplier 86 in order to generate an adaptation error signal yEM_D. The parameter y, which is significantly less than 1, is chosen so that a smooth and stable

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

651 980 651 980

Konvergenz sichergestellt ist, d.h. dass ein minimales Über-und Unterschiessen beim Ansprechen der adaptiven Echoauslöscheinrichtung 24 auf stufenförmige Änderungen in den Eigenschaften der Verbindungsleitung 5 auftreten. (Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist der Wert des Parameters y fest. Bei anderen Ausführungsbeispielen kann es jedoch zweckmässig sein, den Wert von y dynamisch gleich dem Kehrwert des quadratischen Mittelwertes aller Datensymbole einzustellen, die in der adaptiven Bezugsbildungseinrichtung gespeichert sind.) Convergence is assured, i.e. that a minimal overshoot and undershoot occur when the adaptive echo canceller 24 responds to step-like changes in the properties of the connecting line 5. (In the present exemplary embodiment, the value of the parameter y is fixed. In other exemplary embodiments, however, it can be expedient to set the value of y dynamically equal to the reciprocal of the root mean square of all data symbols that are stored in the adaptive reference-forming device.)

Wie weiter unten noch genauer beschrieben wird, nimmt die adaptive Bezugsbildungseinrichtung 82 ein aktualisiertes Fehlersignal auf, um die von ihr benutzten Anzapfkoeffizienten auf den neuesten Stand zu bringen. Wie das Adaptionsfehlersignal ist auch das aktualisierte Fehlersignal gleich dem Produkt des Fehlersignals EMD mit einem vorbestimmten Parameter. Demgemäss sind die Adaptionsfehlersignale und die aktualisierten Fehlersignale proportional zueinander. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die beiden Signale als Sonderfall gleich. Demgemäss wird entsprechend Fig. 3 das Adaptionsfehlersignal yEM_D ausser über die Leitung 27 an die adaptive Echoauslöscheinrichtung 24 über die Leitung 89 zur adaptiven Bezugsbildungseinrichtung 82 zurückgeführt. As will be described in more detail below, the adaptive reference generator 82 receives an updated error signal in order to update the tap coefficients used by it. Like the adaptation error signal, the updated error signal is also the product of the error signal EMD with a predetermined parameter. Accordingly, the adaptation error signals and the updated error signals are proportional to one another. In this embodiment, the two signals are the same as a special case. 3, the adaptation error signal yEM_D is fed back via line 27 to the adaptive echo cancellation device 24 via line 89 to the adaptive reference-forming device 82.

Es kann jedoch wünschenswert sein, dass das aktualisierte Fehlersignal, das an die adaptive Bezugsbildungseinrichtung 82 angelegt wird, verschieden von dem Adaptionsfehlersignal ist, wodurch die Bezugsbildungseinrichtung und die Echoauslöscheinrichtung mit unterschiedlicher Fehlerempfindlichkeit ausgestattet werden. Dies lässt sich beispielsweise erreichen, indem die Leitung 89 vom Ausgang eines zweiten Multiplizierers (nicht gezeigt) statt vom Ausgang des Multiplizierers 86 ausgeht. Der zweite Multiplizierer würde ähnlich wie der Multiplizierer 86 ein Eingangssignal vom Ausgang des Kombinierers 84 aufnehmen, das Eingangssignal aber mit einem anderen Parameter multiplizieren. However, it may be desirable for the updated error signal applied to the adaptive reference generator 82 to be different from the adaptation error signal, thereby providing the reference generator and the echo canceller with different error sensitivity. This can be achieved, for example, by the line 89 starting from the output of a second multiplier (not shown) instead of the output of the multiplier 86. The second multiplier, like multiplier 86, would receive an input signal from the output of combiner 84, but would multiply the input signal by another parameter.

Gemäss Fig. 4 weist die adaptive Bezugsbildungseinrichtung 82 einen Schiebeabschnit 82, einen Schätzwertabschnitt 82b für Fernend-Daten und einen Anzapfkoeffizienten-Spei-cher- und Aktualisierungsabschnitt 82c auf. Operationen innerhalb jedes Abschnitts finden innerhalb eines Verarbeitungszyklus statt, dessen Dauer nicht grösser als ein Nyquist-Intervall ist. Dadurch kann ein neuer Schätzwert für die Fernend-Datenkomponente vor jedem Ausgangssignal des Nyquist-Abtasters 20 erzeugt werden. 4, the adaptive reference forming device 82 has a shift section 82, an estimation section 82b for far-end data and a tap coefficient storage and update section 82c. Operations within each section take place within a processing cycle the duration of which is no longer than a Nyquist interval. As a result, a new estimate for the far-end data component can be generated before each output signal of the Nyquist scanner 20.

Die Nyquist-Rate ist zur Erläuterung gleich dem P-fachen der Baud-Rate, wobei P eine ganze Zahl ist. Demgemäss müssen P Schätzwerte für die Fernend-Datenkomponente in jedem Baudintervall erzeugt werden. Während jedes Baudin-tervalls wird nur eine Empfängerentscheidung an die adaptive Bezugsbildungseinrichtung angelegt. Entsprechend einem Merkmal der Erfindung erzeugt jedoch die adaptive Bezugsbildungseinrichtung 82 jeden der P Schätzwerte als lineare Kombination einer gemeinsamen Gruppe von N/P früheren Empfängerentscheidungen, wobei jede lineare Kombination als eine besondere Gruppe von P Gruppen von N/P Anzapfkoeffizienten gebildet wird und N eine gewählte Zahl gleich der Anzahl von Nyquist-Intervallen ist, über die sich die Entscheidungen erstrecken, die in der adaptiven Bezugsbildungseinrichtung 82 gespeichert sind. The Nyquist rate is illustratively equal to P times the baud rate, where P is an integer. Accordingly, P estimates for the far-end data component must be generated in every baud interval. Only one receiver decision is applied to the adaptive reference forming device during each baud interval. However, according to a feature of the invention, adaptive reference generator 82 generates each of the P estimates as a linear combination of a common group of N / P previous receiver decisions, each linear combination being formed as a particular group of P groups of N / P tap coefficients and N being a selected one Number is equal to the number of Nyquist intervals over which the decisions that are stored in adaptive reference generator 82 extend.

Im einzelnen weist der Schiebeabschnitt 82 eine Wähllogik 114 und ein Schieberegister 116 mit N/P Stellen auf. Zusammen arbeiten diese beiden Bauteile als ein nach rechts zirkulierendes Schieberegister der Länge N/P. Beim Auftreten jeder Empfängerentscheidung, beispielsweise ân auf der Leitung 35, wird ein Wählsignal der Zeitsteuerungsschaltungen (nicht gezeigt) in der Endstelle 10' an die Wähllogik 114 gegeben. Dies bewirkt, dass die Empfängerentscheidung ân über die Wähllogik 114 zum Eingang des Schieberegisters 116 In particular, the sliding section 82 has a selection logic 114 and a shift register 116 with N / P digits. Together these two components work as a shift register of length N / P circulating to the right. When each receiver decision occurs, for example ân on line 35, a dial signal from the timing circuits (not shown) in terminal 10 'is provided to dial logic 114. This causes the receiver decision ân through dial logic 114 to input shift register 116

läuft. Zu allen anderen Zeitpunkten gibt jedoch die Wähllogik 114 das Ausgangssignal des Schieberegsters 116 auf der Leitung 119 an den Eingang des gleichen Schieberegisters. Demgemäss enthält das Schieberegister 116 immer die letzte 5 Empfängerentscheidung än und N/P-l frühere Empfängerentscheidungen. Innerhalb des Schieberegisters 116 sind diese Entscheidungen auf der Grundlage ihres Auftretens geordnet. Kurz nachdem beispielsweise die Wähllogik eine neue Entscheidung zugelassen hat, ist die «älteste» Entscheidung, io nämlich ân.(N/p-u in der am weitesten rechts liegenden Stelle (Ausgangsstelle) gespeichert, die nächstälteste Entscheidung ist eine Stelle weiter links gespeichert, und so weiter. Darüberhinaus wird der Inhalt des Schieberegisters 116 N/P mal während jedes Nyquist-Intervalls (Verarbeitungszyklus) ver-15 schoben, derart, dass in jedem Verarbeitungszyklus eine Folge von N/P gespeicherten Empfängerentscheidungen am Verbindungspunkt 118 erscheint. Demgemäss wird innerhalb jedes Baud-Intervalls diese geordnete Folge von N/P vergangenen Empfängerentscheidungen P-mal an den Verbindungs-20 punkt 118 angelegt. Ausserdem wird das Register 116 kurz vor Anlegen jeder neuen Empfängerentscheidung um eine Stelle nach rechts verschoben. Vom Verbindungspunkt 118 aus gelangt die vollständige Folge über Leitungen 121 und 120 an die Abschnitte 82b bzw. 82c. 25 Der Fernend-Daten-Schätzwertabschnitt 82b benutzt die i-te Folge von P Folgen von Anzapfkoeffizienten während des i-ten Verarbeitungszyklus zur Erzeugung eines Fernend-Daten-Schätzwertes XM-r> Die folgende Gleichung bestimmt die Arbeitsweise dieses Abschnitts: running. At all other times, however, dialing logic 114 outputs the output of shift register 116 on line 119 to the input of the same shift register. Accordingly, the shift register 116 always contains the last 5 receiver decisions än and N / P-1 earlier receiver decisions. Within shift register 116, these decisions are ordered based on their occurrence. Shortly after, for example, the dialing logic has allowed a new decision, the «oldest» decision, namely namely ân. (N / pu is stored in the rightmost position (starting point), the next oldest decision is stored one position further to the left, and so on Furthermore, the contents of shift register 116 are shifted N / P times during each Nyquist interval (processing cycle) such that in each processing cycle a sequence of N / P stored receiver decisions appears at connection point 118. Accordingly, within each baud -Intervals this ordered sequence of N / P past receiver decisions is applied P times to connection 20 point 118. In addition, register 116 is shifted one place to the right shortly before each new receiver decision is created Lines 121 and 120 to sections 82b and 82c, respectively 25 of the far end data estimate Section 82b uses the i-th sequence of P sequences of tap coefficients during the i-th processing cycle to generate a far-end data estimate XM-r> The following equation determines the operation of this section:

30 30th

N/P N / P

XM-D = H *£(i)ân_K+1 fÜr 1 = m°dp(M) (1) K=1 XM-D = H * £ (i) ân_K + 1 for 1 = m ° dp (M) (1) K = 1

35 In dieser Gleichung stellt W„ (i) den augenblicklichen Wert des K-ten Koeffizienten in der i-ten Folge der P Koeffizientenfolge dar. Der Wert der Modulo-Funktion modp(M) ist gleich dem Rest des Quotienten M/P, beispielsweise i = 3 für M = 11, P = 4. Man erkennt demgemäss, dass jeder während 40 eines gegebenen Baudintervalls gebildete Fernend-Daten-Schätzwert eine lineare Kombination einer gemeinsamen, d.h. der gleichen Gruppe von N/P vergangenen Empfängerentscheidungen ist, wobei jede lineare Kombination durch eine entsprechende Gruppe von P Gruppen von N/P Anzapfkoef-45 fizienten gebildet wird. 35 In this equation, W "(i) represents the instantaneous value of the Kth coefficient in the ith sequence of the P coefficient sequence. The value of the modulo function modp (M) is equal to the rest of the quotient M / P, for example i = 3 for M = 11, P = 4. Accordingly, it can be seen that each remote end data estimate formed during 40 of a given baud interval is a linear combination of a common, ie is the same group of N / P past receiver decisions, each linear combination being formed by a corresponding group of P groups of N / P tap coefficients.

Im einzelnen wird während des ersten Nyquist-Intervalls im n-ten Baud-Intervall die gemeinsame Gruppe von N/P früheren Empfängerentscheidungen ân_K+,, K= 1,2,..., N/P unter Verwendung der ersten Folge von Anzapfkoeffizienten, so nämlich W„ ( 1 ) K = 1,2,..., N/P, linear kombiniert, um den ersten Schätzwert von P Fernend-Daten-Schätzwerten zu bilden. Während der nachfolgenden Nyquist-Intervalle im gleichen Baud-Intervall wird die gleiche Gruppe von N/P Empfängerentscheidungen mit einer anderen Gruppe von N/P 55 Anzapfkoeffizienten kombiniert, um weitere Schätzwerte für die Fernend-Daten zu erzeugen. Dieser Vorgang setzt sich fort, bis die gemeinsame Gruppe von N/P Empfängerentscheidungen mit allen P Gruppen von N/P Anzapfkoeffizienten verarbeitet worden ist. Specifically, during the first Nyquist interval in the nth baud interval, the common group of N / P previous receiver decisions ân_K + ,, K = 1,2, ..., N / P using the first sequence of tap coefficients, see above namely W "(1) K = 1,2, ..., N / P, linearly combined to form the first estimate of P far-end data estimates. During subsequent Nyquist intervals in the same baud interval, the same group of N / P receiver decisions are combined with another group of N / P 55 tap coefficients to generate further estimates for the far-end data. This process continues until the common group of N / P receiver decisions with all P groups of N / P tap coefficients have been processed.

bo Der Fernend-Daten-Schätzwertabschnitt 82b weist einen Funktionswähler 134, eine Arithmetikeinheit 136 und ein Register 142 auf. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist jede Empfängerentscheidung ân ternär, d.h. sie kann einen von drei Werten +1,-1 oder 0 annehmen. Zur Berechnung 65 jedes Ausdrucks in der oben durch Gleichung (1) angegebenen Summe stellt der Funktionswähler 134 den Wert jeder Empfängerentscheidung auf der Leitung 121 fest und veranlasst abhängig von dem jëweiligen Wert die Arithmetikeinheit bo The remote end data estimation section 82b has a function selector 134, an arithmetic unit 136 and a register 142. In the present embodiment, each recipient decision is ternary, i.e. it can take one of three values + 1, -1 or 0. To calculate 65 each expression in the sum given by equation (1) above, function selector 134 determines the value of each recipient decision on line 121 and, based on the particular value, initiates the arithmetic unit

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136, eine bestimmte Operation mit den an ihre Eingänge A und B gegebenen Signalen durchzuführen. Im einzelnen wird die Arithmetikeinheit 136 dann, wenn die Empfängerentscheidung + 1 ist, veranlasst, die an ihren Eingängen A und B anstehenden Werte zu addieren. Wenn die Empfängerent- 5 Scheidung — 1 ist, wird die Arithmetikeinheit 136 veranlasst, den an ihrem Eingang A anstehenden Wert von dem am Eingang B anliegenden Wert zu subtrahieren. In beiden Fällen wird das Ergebnis an den Ausgang 0 gegeben. Wenn zum dritten die Empfängerentscheidung 0 ist, gibt die Arithmetik- io einheit 36 einfach nur den Wert an ihrem Eingang B an den Ausgang 0. Das an den Eingang B angelegte Signal ist das Ausgangssignal des Registers 142, und das Signal am Eingang A ist die Folge von Anzapfkoeffizienten W„ (i) K= 1, 2,..., N/P. Das Register 142 speichert kurzzeitig das von der Arith- is metikeinheit 136 erzeugte Ergebnis und gibt es an deren Eingang B zur Verwendung bei der nachfolgenden Berechnung. Der Inhalt des Registers 142 wird zu Anfang jedes Verarbeitungszyklus durch Anlegen eines Löschsignals (das von nicht dargestellten Schaltungen erzeugt wird) auf 0 eingestellt. 20 Durch zeitweiliges Speichern aufeinander folgender Ergebnisse enthält also das Register 142 einen laufenden Gesamtwert für die Ergebnisse aller vorhergehender Operationen, die während eines Nyquist-Intervalls bei der Berechnung von Gleichung (1) durchgeführt worden sind. Am Ende jedes Ver- 25 arbeitungszyklus, in dem N/P Entscheidungen und Anzapfkoeffizienten verarbeitet worden sind, ist das Ausgangssignal der Arithmetikeinheit 136, das am Verbindungspunkt 138 und auf der Leitung 83 erscheint, der Schätzwert XM_D Fernend-Datenkomponente. 30 136 to perform a particular operation with the signals given to its inputs A and B. In particular, when the receiver decision is +1, the arithmetic unit 136 is caused to add the values present at its inputs A and B. If the receiver decision is 5, the arithmetic unit 136 is caused to subtract the value present at its input A from the value present at the input B. In both cases the result is given to output 0. Thirdly, if the receiver decision is 0, the arithmetic unit 36 simply passes the value at its input B to output 0. The signal applied to input B is the output of register 142 and the signal at input A is Sequence of tap coefficients W „(i) K = 1, 2, ..., N / P. The register 142 briefly stores the result generated by the arithmetic unit 136 and is available at its input B for use in the subsequent calculation. The contents of register 142 are set to 0 at the beginning of each processing cycle by applying an erase signal (which is generated by circuits not shown). Thus, by temporarily storing successive results, register 142 contains a running total for the results of all previous operations performed during a Nyquist interval in the calculation of equation (1). At the end of each processing cycle in which N / P decisions and tap coefficients have been processed, the output of arithmetic unit 136, which appears at connection point 138 and on line 83, is the estimate XM_D far-end data component. 30th

Der Anzapfkoeffizienten-Speicher- und -Aktualisierungs-abschnitt 82c speichert die P Anzapfkoeffizientenfolgen und bringt sie adaptiv auf den neuesten Stand. Im einzelnen wird The tap coefficient storage and update section 82c stores the P tap coefficient sequences and adaptively updates them

Wn+1^ = + ^E(M-D-F Wn + 1 ^ = + ^ E (M-D-F

ein Koeffizient dadurch aktualisiert, dass sein Wert um einen Korrekturfaktor verändert wird, der gleich dem Produkt aus einen Aktualisierungsfehlersignal - das bei diesem Ausführungsbeispiel gleich einem Adaptionsfehlersignal ist - und einer Empfängerentscheidung ist. updates a coefficient by changing its value by a correction factor which is equal to the product of an update error signal - which in this embodiment is the same as an adaptation error signal - and a receiver decision.

Im einzelnen müssen die Koeffizienten in einer bestimmten Folge abhängig von dem jeweiligen Aktualisierungsfehlersignal auf den neuesten Stand gebracht werden, das aufgrund der Verwendung dieser Folge im Abschnitt 82b gebildet worden ist. Demgemäss können die Koeffizienten der i-ten Folge aufgrund eines Signals yEM^D aktualisiert werden, wobei wie in Gleichung (l) i = modp(M) ist. Wie jedoch die nachfolgende Erläuterung zeigen wird, werden jedoch die Werte der Koeffizienten in der i-ten Folge bei diesem Ausführungsbeispiel aktualisiert, bevor der Schätzwert XM_B und demgemäss das Signal yEM_D gebildet worden sind. Specifically, the coefficients in a particular sequence must be updated depending on the particular update error signal that was formed in section 82b due to the use of that sequence. Accordingly, the coefficients of the i-th sequence can be updated based on a signal yEM ^ D, where i = modp (M) as in equation (1). However, as the following explanation will show, the values of the coefficients in the i-th sequence in this exemplary embodiment are updated before the estimated value XM_B and accordingly the signal yEM_D have been formed.

Als Ergebnis aktualisiert der Abschnitt 82c die Koeffizienten der i-ten Folge unter Ansprechen auf das Signal yEM_D_P. Dieses Signal ist gleich demjenigen Signal der P Adaptionsfehlersignale, welches im vorhergehenden, d.h. (n— l)-ten Baud-Intervall gebildet worden ist, das der i-ten Koeffizientenfolge entspricht. As a result, section 82c updates the coefficients of the ith sequence in response to the yEM_D_P signal. This signal is equal to that signal of the P adaptation error signals, which in the previous, i.e. (n-1) -th baud interval has been formed, which corresponds to the i-th coefficient sequence.

Wie oben angegeben, beinhaltet die Aktualisierung die Multiplikation des Aktualisierungsfe,hlersignals mit einer Empfängerentscheidung. Dies ist diejenige Entscheidung, mit der der gerade aktualisierte Koeffizient in dem Baud-Intervall multipliziert worden ist, in welchem das Fehlersignal gebildet wurde. Bei diesem Ausführungsbeispiel lautet die entsprechende Entscheidung dann: ân_K, K= l, 2,..., N/P. As indicated above, the update involves multiplying the update error signal by a receiver decision. This is the decision by which the coefficient just updated has been multiplied in the baud interval in which the error signal was generated. In this exemplary embodiment, the corresponding decision is then: ân_K, K = 1, 2, ..., N / P.

Als Folge des vorstehenden Verfahrens wird die Arbeitsweise des Abschnitts 82c, d.h. die Adaption der Anzapfkoeffizienten, durch die folgende Gleichung beherrscht: As a result of the above procedure, the operation of section 82c, i.e. the adaptation of the tap coefficients, governed by the following equation:

(K = 1t2,..., N/P (K = 1t2, ..., N / P

ìan K fÜr Ì , Ï ^ ìan K for Ì, Ï ^

) n-K = modp(M) ) n-K = modp (M)

Aus dieser Gleichung ergibt sich, dass eine andere Folge der P Folgen von Anzapfkoeffizienten während jedes Verarbeitungszyklus aktualisiert wird, so dass jede der P Anzapfkoeffizientenfolgen während jedes Baud-Intervalls auf den neuesten Stand gebracht wird. It follows from this equation that a different sequence of the P series of tap coefficients is updated during each processing cycle so that each of the P series of tap coefficients is updated during each baud interval.

Der Koeffizientenspeicher- und Aktualisierungsabschnitt 82c weist Ein-Baud-Verzögerungsschaltungen 90 und 117, einen Funktionswähler 122, eine Arithmetikeinheit 124, einen Démultiplexer 123, Schieberegister 126a bis 126p und einen Multiplexer 125 auf. Der Funktionswähler 122 arbeitet auf ähnliche Weise wie der Funktionswähler 134 im Abschnitt 82b. Im einzelnen veranlasst der Funktionswähler 122 die Arithmetikeinheit 124, eine von drei Operationen mit ihren Eingangssignalen A und B durchzuführen, um aktualisierte Anzapfkoeffizienten W„ (i) entsprechend Gleichung (2) zu berechnen. Genauer liefert abhängig vom Wert, nämlich + 1, — 1 oder 0, jeder der von der Ein-Baud-Verzögerungsschaltung 117 gelieferten Empfängerschaltungen die Arithmetikeinheit 124 als Wert des aktualisierten Koeffizienten die Summe der Signale an ihren Eingängen A und B bzw. die The coefficient storage and update section 82c has one-baud delay circuits 90 and 117, a function selector 122, an arithmetic unit 124, a demultiplexer 123, shift registers 126a to 126p and a multiplexer 125. Function selector 122 operates in a manner similar to function selector 134 in section 82b. Specifically, the function selector 122 causes the arithmetic unit 124 to perform one of three operations on its input signals A and B to calculate updated tap coefficients W "(i) according to equation (2). More specifically, depending on the value, namely + 1, - 1 or 0, each of the receiver circuits supplied by the one-baud delay circuit 117 supplies the arithmetic unit 124 as the value of the updated coefficient, the sum of the signals at its inputs A and B or the

40 Differenz zwischen den Werten dieser Signale oder den Wert des Signals am Eingang B. Das Signal, das dem Eingang A über die Leitung 91 zugeführt wird, ist das Signal yEn_P, das von der Ein-Baud-Verzögerungsschaltung 90 geliefert wird. Das an den Eingang B über die Leitung 127 und den Verbin-45 dungspunkt 128 gelieferte Signal ist der Wert des Anzapfkoeffizienten Wff (i). 40 Difference between the values of these signals or the value of the signal at input B. The signal that is fed to input A via line 91 is the signal yEn_P, which is provided by the on-baud delay circuit 90. The signal supplied to input B via line 127 and connection point 128 is the value of the tap coefficient Wff (i).

Im Abschnitt 82c wird jede Gruppe von N/P Anzapfkoeffizienten in einem entsprechenden Schieberegister von P Schieberegistern 126a, 126b ..., 126p gespeichert. Der Wert 50 des auf der Leitung 115 gelieferten Signals PH gibt an, welche der P Gruppen von Anzapfkoeffizienten über den Démultiplexer 123 und den Multiplexer 125 geführt werden sollen. Der Wert des Signals PH wird während jedes aufeinanderfolgenden Verarbeitungszyklus inkrementiert und zu Beginn 55 jedes Baud-Intervalls zurückgestellt. Auf diese Weise wird während jedes Verarbeitungszyklus eine andere Gruppe von N/P Anzapfkoeffizienten für die Aktualisierung ausgewählt, und alle P Gruppen werden während jedes Baud-Intervalls auf den neuesten Stand gebracht. In section 82c, each group of N / P tap coefficients is stored in a corresponding shift register of P shift registers 126a, 126b ..., 126p. The value 50 of the signal PH supplied on the line 115 indicates which of the P groups of tap coefficients are to be routed via the demultiplexer 123 and the multiplexer 125. The value of signal PH is incremented during each successive processing cycle and reset at the beginning 55 of each baud interval. In this way, a different set of N / P tap coefficients is selected for the update during each processing cycle and all P sets are updated during each baud interval.

g G

3 Blatt Zeichnungen 3 sheets of drawings

Claims

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PATENT CLAIMS

1. Method for processing samples of an incoming signal representing a sequence of data symbols, the samples each having data and echo components, with the method steps:

Generating an image of each of the echo components in response to a stream of adaptation error signals, combining each sample with the image of its error component to generate a stream of echo-compensated signals and making decisions regarding the value of the data symbols based on the echo-compensated signals, characterized by the method steps:

Forming an estimate for the data component of an individual estimate in response to individual decisions,

Generating an individual adaptation error signal in response to the estimated value, the individual sample value and the image of its echo component.

The apparatus for performing the method of claim 1, including an echo canceller (24) that operates in response to a stream of adaptation error signals and produces an image of each of the error components, and signal processing means (22, 30, 34) that each combining the samples with the image of its echo component to generate a stream of echo-compensated signals and to make decisions regarding the value of the data symbols in response to the echo-compensated signals, characterized by reference forming means (82) responsive to individual ones , decisions made by the signal processing means take action and generate an estimate signal which is substantially equal to the data component of an individual sample, and by means (22, 84, 85, 86) for generating an individual signal of the adaptation error signals in response to the estimate value signal, the individual sample value and the image of its echo components.

3. Device according to claim 2, characterized in that the reference forming device has an estimation device (82b) for linear combination of the individual decision in order to form the estimation signal.

4. The device according to claim 3, characterized in that the estimation device carries out the linear combination by multiplying the individual decisions by corresponding coefficients and summing the resulting products.

5. The device according to claim 4, characterized in that the individual adaptation error signal is substantially equal to an error signal multiplied by a predetermined parameter and that the error signal is equal to the combination of the estimate signal with the individual sample value and the image of its echo component.

6. The device according to claim 5, characterized in that the reference forming device further comprises an updating device (86, 90, 117, 122, 124) for updating the value of each of the coefficients in response to the error signal.

7. The device according to claim 6, characterized in that in the update device, the value of each of the coefficients is updated in response to the product of the error signal and a predetermined parameter.

8. The device according to claim 6, characterized in that the updating means updates the value of each of the coefficients in response to the product of the error signal and the decision by which this coefficient has been multiplied.