Dispositif de réception
La présente invention concerne un dispositif de réception se prtant pour les systèmes électriques du type utilisant un ou plusieurs index ambigus pour représenter un seul élément d'information.
Par index, on désigne une quantité ou un paramètre tel que, par exemple, le déplacement dans le temps d'une impulsion, ou la fré- quence ou la phase d'une onde qui représente l'amplitude d'un échantillon d'une fonction d'une onde électrique, l'information qui y est contenue devant tre transmise d'un transmetteur à un récepteur.
Par le termes ambigu , on indique qu'à toute valeur de l'index correspond plus d'une valeur de la fonction représentée.
On a décrit dans le brevet suisse N 319082 un système de communication électrique comprenant au transmetteur des moyens pour échantillonner périodiquement une onde électrique, des moyens pour obtenir à partir de chaque échantillon une pluralité d'index représentant chacun sur une échelle continue ledit échantillon, mais un au moins des index représentant ledit échantillon d'une manière ambiguë, et des moyens pour transmettre lesdits index par des signaux d'une nature telle que l'échantillon original puisse tre reconstitué à partir de ces signaux sans ambiguïté sur une échelle continue.
L'avantage de l'utilisation d'un ou plusieurs index ambigus pour améliorer le rapport signalbruit d'un système de communication dépend de l'utilisation d'une technique de réception convenable pour reconstituer chaque échantillon de l'onde électrique à partir des index correspondants reçus. Une telle technique est décrite dans le brevet suisse No 315756. Cette technique comporte la production de peignes ou de séries d'impulsions correspondant aux dif férents index et reproduisant l'échantillon par coïncidence dans le temps des impulsions des peignes.
Les systèmes de navigation sont sujets à des erreurs par suite de réflexions indésirables (appelées erreurs de site) qui ont le mme effet que le bruit dans les systèmes de communication. L'effet de telles erreurs peut, de la mme manière, tre grandement réduit en utilisant des indications de direction ambiguës qui sont analogues aux index ambigus dans les systèmes de communication. On a déjà décrit dans le brevet suisse No 314679 comment la technique du peigne d'impulsions peut tre appliquée à la réduction des erreurs de site.
Cette technique peut présenter des incon vénients quand les fréquences mises en oeuvre sont très élevées, du fait qu'avec les tubes à haute fréquence normalement utilisés, il peut tre difficile de produire des impulsions pour les peignes ayant une durée suffisamment courte.
Le but principal de l'invention est donc de prévoir une variante de la technique d'utilisation au récepteur des index ambigus qui fonctionne d'une manière satisfaisante aux très hautes fréquences.
Un autre but de l'invention est de prévoir un dispositif de réception qui soit plus simple à régler et à maintenir en état de fonctionnement convenable que le dispositif utilisant la technique du peigne d'impulsions.
Ces buts sont obtenus suivant l'invention en prévoyant un dispositif de réception pour recevoir en présence d'interférences indésirables au moins deux ondes primaires modulées ayant des fréquences différentes, chacune de ces ondes primaires étant modulée en accord avec le mme élément d'information et fournissant une représentation différente dudit élément d'information, une au moins des représentations étant ambiguë, ledit dispositif comprenant des moyens pour reproduire ledit élément d'information à partir desdites ondes primaires et étant caractérisé en ce que lesdits moyens comprennent des moyens pour dériver desdites ondes primaires des ondes auxiliaires modulées correspondantes ayant la mme fré- quence, et ceci par multiplication de fréquence d'au moins l'une desdites ondes primaires,
et des moyens commandés par lesdites ondes auxiliaires pour éliminer pratiquement les interfé- rences.
Les fig. 1 et 2 du dessin montrent, à titre d'exemple, les schémas de bloc de deux formes d'exécution de l'objet de l'invention.
Les éléments de base sont représentés à la fig. 1. On supposera qu'un élément d'information est représenté par la phase (relative à une phase de référence) d'une onde donnée par y = a sin (wt +) dans laquelle w est la fré- quence angulaire et l'angle de phase (p ne varie pas à l'extérieur des limites jn, représentant ainsi l'élément d'information sans ambiguïté.
Suivant les principes indiqués dans le brevet No 319082, on produit, à partir de l'onde cidessus, deux ondes auxiliaires de fréquence mo) et nw où m et n sont des nombres entiers qui sont premiers entre eux. De préférence, m ou n ou leur différence est égal à 1. Ces deux ondes seront représentées par y = b sin (mo) t + map) et y = c sin (no) t + ncp). Si m ou n est plus grand que 1, la phase de l'onde auxiliaire correspondante peut varier à l'extérieur des limites n, de sorte qu'elle représente l'élément d'information d'une manière ambiguë.
Des dispositifs tout à fait similaires sont utilisés dans l'installation de navigation décrite dans le brevet suisse No 314679. Dans les deux brevets, les deux ondes auxiliaires sont utilisées pour reproduire l'élément d'information sans ambiguité, les effets indésirables provoqués par le bruit ou par les erreurs de site étant grandement réduits.
Dans le cas de la fig. 1, les deux ondes auxiliaires sont appliquées respectivement par deux conducteurs 1 et 2 aux filtres 3 et 4 prévus pour laisser passer les fréquences mw et nm respectivement. Les débits des filtres sont appliqués à un modulateur-changeur de fré- quence 5 de type classique, la bande latérale inférieure de fréquence (m-n) m étant filtrée par un filtre 6. En supposant que m-n = 1, l'onde originale de fréquence w sera filtrée par le filtre 6 et l'information qu'elle transporte peut tre obtenue à partir de sa phase sans ambiguité.
Toutefois, si l'on ne prend pas d'autre mesure, aucun avantage n'est obtenu par l'utili- sation des ondes auxiliaires du fait que l'onde de sortie de fréquence o) sera accompagnée d'une mme quantité de bruit ou d'erreur que si elle avait été transmise directement. Cette difficulté est surmontée de la manière suivante :
Le débit du filtre 3 est également appliqué à un générateur d'harmoniques 7 suivi par un filtre 8 qui filtre le nime harmonique dont la fréquence angulaire est m-nm. De mme, le débit du filtre 4 est appliqué à un second générateur d'harmoniques 9 suivi par un filtre 10 qui filtre le mième harmonique qui aura également une fréquence angulaire égale à m-nm.
Ces deux ondes sont appliquées à un détecteur différentiel 11 et, puisqu'elles sont de la mme fréquence, on obtiendra à la sortie du détecteur une tension unidirectionnelle dont l'amplitude et le signe sont déterminés par l'amplitude et le signe de la différence de phase entre les deux ondes. Par suite des effets du bruit ou des erreurs de site, la différence de phase variera constamment. En conséquence, les filtres 3 et 4 sont prévus avec des dispositifs de commande de phase 12 et 13 auxquels est appliqué la tension de sortie du détecteur différentiel dans un sens convenable pour réduire la différence de phase entre les deux ondes appliquées au dé- tecteur différentiel.
Les dispositifs de commande de phase 12 et 13 peuvent, par exemple, tre des tubes à réactance fonctionnant comme éléments réactifs ou comme partie d'éléments réactifs dans les réseaux de filtres.
De cette manière, les variations de phase provoquées par le bruit ou les erreurs de site sont pratiquement supprimées des ondes à la sortie des filtres 3 et 4 et elles peuvent tre combinées dans le modulateur 5 avec pratiquement le mme avantage que celui obtenu par l'utilisation de peignes d'impulsions comme dans les brevets cités plus haut.
On verra plus loin que, si l'on suppose que la variation de phase probable provoquée par le bruit ou les erreurs de site de chaque onde auxiliaire est d (p, la variation de phase probable à la sortie du filtre 6 est pratiquement égale à (m-n) dcp//2 nm.
Pour expliquer la réduction du bruit ou de l'erreur de site produite par le dispositif de la fig. 1, on supposera que les ondes appliquées aux filtres 3 et 4 sont données par
P = E sin (mo) t + mep + p) et
Q = E sin (n0tt + nqD + q)
Dans ces équations, (p est la phase relative qui indique sans ambiguïté l'amplitude de l'onde échantillonnée ou d'un autre élément d'information, qui est transporté avec ambiguïté par les phases relatives mT et ncp des ondes P et Q. Les quantités p et q représentent les variations de phase probables ou les erreurs des ondes, erreurs qu'on désire pratiquement élimi- ner.
En pratique, p et q sont tous deux égaux à d (p, mais il est préférable de les considérer comme distincts tout d'abord. Puisque p et q sont des erreurs probables, l'erreur probable équivalente à la combinaison de p et q sera pratiquement égale à dcp-1/2. Après multiplication de fréquence, les ondes P et Q appliquées au détecteur différentiel 11 apparaîtront telles que :
P, = E sin (mncot + mnT + np3 et
01 = E sin (mn (ot + mncp + mq)
La tension de commande à la sortie du dé- tecteur 11 sera proportionnelle à la différence entre les angles indiqués entre les parenthèses, c'est-à-dire proportionnelle à np-mq.
Si l'on suppose tout d'abord que la correction est appliquée à l'onde P seulement (c'est à-dire qu'on n'utilise pas le dispositif de commande de phase 13), la valeur de la correction appliquée à P sera (np-mq)/n = p-mq/n, de sorte que l'erreur finale de P sera mq/n.
L'erreur de phase de la bande latérale du modulateur 5 sera la différence entre l'erreur finale de P et l'erreur de Q qui est (m-n) q/n.
De mme, si la correction est appliquée à l'onde
Q seulement, l'erreur finale de Q sera np/m et l'erreur de phase de la bande latérale sera (m-n) p/m. Dans le cas préféré dans lequel m-n = 1, on verra que l'erreur probable de la bande latérale est réduite m on n fois, suivant que l'onde P ou l'onde Q est corrigée.
Lorsque les deux ondes sont corrigées, la proportion de correction peut tre distribuée entre elles de n'importe quelle manière en choisissant les pentes relatives de commande des dispositifs 12 et 13. Si, par exemple, ces dispositifs-sont choisis de manière à avoir une pente égale de commande, environ la moitié de la correction sera appliquée à chaque onde.
Dans ce cas, la correction appliquée à l'onde P sera p/2-mq/2n et l'erreur finale sera p/2 + mq/2n. De mme, l'erreur finale de l'onde Q sera q/2 + np/2m. L'erreur de la bande latérale de sortie sera la différence de ces deux erreurs, c'est-à-dire (m-n) (mq + np)/2m n. Cette erreur se situe entre (m-n) (q + p)/2m et (m-n) (q + p)/2n et puisque, comme il a déjà été expliqué plus haut, q + p = dq) 2, l'erreur est comprise entre (m-n) dqVm/'2'et (m-n) d/mi/TT.
L'erreur probable après correction sera pratiquement égale à la moyenne géométrique de ces valeurs qui est (m-n) d/g 2 m n, la valeur donnée plus haut. Dans le cas préféré, dans lequel m-n = 1, ceci est réduit à dq-./1/2 mn.
Dans certains cas, il est intéressant de choisir n = 1, alors que m-est un nombre entier assez grand, tel que 10. Le circuit peut alors tre simplifié en supprimant les éléments 7 et 8 (puisqu'aucune multiplication de fréquence mo3 n'est nécessaire dans ce cas). De mme, les éléments 5 et 6 ne sont pas nécessaires du fait que l'onde de fréquence w à la sortie du filtre 4 contient l'information sans ambiguïté et peut tre utilisée directement. Dans ce cas pratiquement, toute la réduction de bruit est obtenue en corrigeant l'onde Q seulement au moyen du dispositif de commande de phase 13. A partir de ce qui a été expliqué plus haut, on verra que l'er- reur finale probable de l'onde Q sera dans ce cas p/m = d (p/m.
Si m = 10, par exemple, aucun avantage appréciable ne peut tre obtenu en corrigeant également la phase de l'onde P, de sorte que la dépense du dispositif 12 serait à peine justifiée. Si m et n sont grands et presque égaux (m-n = 1), l'erreur probable d (p/ 8 2 mn obtenue en corrigeant de façon égale les deux ondes est presque égale à d (p/m 8 2, ce qui est un perfectionnement d'environ 3 dé- cibels sur ce qu'il est possible d'obtenir quand une seule onde est corrigée. Ceci sera en général suffisant pour justifier la correction des deux ondes.
La fig. 1 comprend également des éléments supplémentaires qui indiquent la manière suivant laquelle la présente invention peut tre appliquée à un arrangement de réception pour une des formes d'exécution du système à index ambigu décrit dans le brevet suisse No 315756.
Dans cette forme d'exécution, une onde vocale est échantillonnée à des intervalles de 100 microsecondes et, pour chaque échantillon, on transmet deux paquets d'ondes de courte durée dont les fréquences respectives sont de 500 et 450 kc/s, les déplacements de phase des paquets donnant deux représentations différentes et ambiguës de l'amplitude de l'échantillon.
A l'extrémité de réception, les paquets d'ondes de 500 et 450 kc/s, correspondant aux échantillons successifs de l'onde vocale sont séparés et appliqués respectivement aux filtres 3 et 4, fig. 1. Ainsi o) = 50 kc/s, m = 10 et n = 9.
Les paquets d'ondes à 50 kc/s obtenus à la sortie du filtre 6 sont appliqués par deux circuits parallèles à un circuit discriminateur de phase 14, un des circuits comprenant un réseau retardateur 15 introduisant un retard de 100 microsecondes. On verra que, par ce moyen, le paquet d'ondes correspondant à chaque échantil- lon de l'onde vocale et également celui correspondant à l'échantillon précédent, sont simultanément appliqués au discriminateur 14 qui est du type donnant une impulsion de sortie dont l'amplitude est proportionnelle à la différence de phase de chaque paire de paquets d'ondes.
Les impulsions de sortie ainsi obtenues sont appiquées à un filtre passe-bas qui donne la dé- rivée de l'onde vocale. Pour obtenir l'onde vocale elle-mme, les signaux de sortie du filtre 16 sont appliqués à un réseau intégrateur 17.
Dans ce cas, les paquets d'ondes à la fré- quence de 50 kc/s à la sortie du filtre 6 transportent l'information sans ambiguïté (à savoir l'amplitude de l'échantillon correspondant de l'onde vocale) et le bruit qui a été recueilli pendant la transmission est pratiquement supprimé par l'action des dispositifs de commande de phase 12 et 13.
La fig. 2 montre une application de l'inven- tion à un récepteur de radionavigation. Ce récepteur est du type décrit dans le brevet No 314679 et est prévu pour tre porté par un avion ou un autre mobile pour indiquer la direction d'un poste de radioguidage.
Le poste de radioguidage donne trois ondes indicatrices, à savoir : une onde de fréquence Fi + fol rayonnée sous la forme d'un champ en forme de cardioïde à un seul lobe qui tourne uniformément à une basse fréquence f, une onde de fréquence FO + F2 rayonnée sous la forme d'un champ symétrique en forme de marguerite à m lobes qui tourne également uniformément à la fréquence basse f, et une troisième onde de fréquence FO modulée en amplitude par une fréquence F3 qui est modulée en fréquence à la fréquence f. La troisième onde est rayonnée uniformément dans toutes les directions et les deux bandes latérales et la fréquence porteuse
FO sont transmises. L'onde de fréquence f est utilisée au récepteur comme phase-étalon ou phase de référence.
Les fréquences FI, F2 et F3 doivent tre petites comparées à FO, et grandes comparées à f. L'indication de direction peut tre obtenue sans ambiguïté à partir de l'ensemble à un seul lobe, mais avec une précision faible par suite de l'erreur de site, et avec une précision élevée, mais d'une manière ambiguë, à partir de l'en- semble à plusieurs lobes. Par une combinaison appropriée, des indications obtenues à partir des deux types de lobes, on peut obtenir une indication très précise sans ambiguïté.
Dans un exemple pratique de réalisation, les fréquences Fl, F2, F3 et f peuvent, par exemple, tre égales à 3000,4000,5000 et 50 c/s respectivement et m peut tre choisi égal à 8.
On suppose dans la fig. 2 que ces valeurs particulières sont utilisées.
Les trois ondes d'indication sont reçues sur une antenne 18 connectée à un récepteur radioélectrique classique 19 dans lequel l'onde porteuse FO de la troisième onde est utilisée pour démoduler toutes les ondes, de sorte qu'on obtient des ondes démodulées dont les fréquences sont égales à 3000,4000 et 5000 c/s, qui sont respectivement filtrées par les filtres 20,21 et 22 connectés au conducteur de sortie 23 du récepteur 19. On comprendra que les ondes à 3000 et à 5000 c/s sont modulées à 50 hertz par seconde, tandis que l'onde à 4000 c/s obtenue à partir de l'ensemble à 8 lobes est modulée à 400 hertz par seconde.
Les filtres 20 et 21 sont suivis par les dé- tecteurs 24 et 25 et les filtres 27 et 26 pour filtrer respectivement les ondes à 50 c/s et à 400 c/s. Ces deux ondes seront modulées en phase en accord avec la direction du poste de radioguidage, la modulation de l'onde à 400 c/s étant ambiguë.
Le filtre 22 est suivi par un discriminateur de fréquence 28 qui reconstitue l'onde de référence à 50 c/s qui est filtrée par un filtre 29.
La différence de phase des ondes de fréquence f aux sorties des filtres 27 et 29 donne alors la direction du poste de radioguidage et est déterminée par un indicateur 30 qui peut tre du type dynamométrique et auquel les signaux de sortie des filtres 27 et 29 sont appliqués. Pour supprimer pratiquement l'erreur de site affectant l'ensemble à un seul lobe, on utilise l'indi- cation ambiguë de l'ensemble à 8 lobes. Une manière d'y parvenir est la suivante :
La sortie du filtre 27 est connectée à un multiplicateur de fréquence 31 qui multiplie la fréquence par 8. Ce multiplicateur peut, par exemple, comprendre un générateur harmonique (qui n'est pas représenté) suivi par un filtre (qui n'est pas représenté) qui filtre la fréquence de 400 hertz par seconde.
Les sorties du filtre 26 et du multiplicateur 31 sont appliquées à un détecteur différentiel 32 dont le voltage de sortie est utilisé pour commander un tube à réactance 33 ou un autre dispositif de commande de phase connecté à ou faisant partie du filtre 27, comme il a été décrit en relation avec la fig. 1. De cette manière, les effets de l'erreur de site sont pratiquement éliminés de l'onde à 50 c/s à la sortie du filtre 27 suivant les principes exposés en relation avec la fig.-1.
On remarquera que la fig. 2 est un cas dans lequel n = 1 et m = 8 et qu'en conséquence on n'obtient pas d'avantage supplémentaire en appliquant un dispositif de correction de phase au filtre 26.
Reception device
The present invention relates to a receiving device suitable for electrical systems of the type using one or more ambiguous indexes to represent a single piece of information.
By index is meant a quantity or a parameter such as, for example, the displacement in time of a pulse, or the frequency or phase of a wave which represents the amplitude of a sample of a function of an electric wave, the information contained therein having to be transmitted from a transmitter to a receiver.
By the ambiguous terms, we indicate that any value of the index corresponds to more than one value of the function represented.
Swiss patent N 319082 has described an electrical communication system comprising at the transmitter means for periodically sampling an electrical wave, means for obtaining from each sample a plurality of indexes each representing said sample on a continuous scale, but at least one of the indexes representing said sample in an ambiguous manner, and means for transmitting said indexes by signals of a nature such that the original sample can be reconstituted from these signals without ambiguity on a continuous scale.
The advantage of using one or more ambiguous indexes to improve the signal-to-signal ratio of a communication system depends on the use of a suitable reception technique to reconstruct each sample of the electric wave from the indexes. correspondents received. Such a technique is described in Swiss Patent No. 315756. This technique involves the production of combs or series of pulses corresponding to the different indices and reproducing the sample by coincidence in time of the pulses of the combs.
Navigation systems are prone to errors from unwanted reflections (called site errors) which have the same effect as noise in communication systems. The effect of such errors can likewise be greatly reduced by using ambiguous direction indications which are analogous to ambiguous indexes in communication systems. It has already been described in Swiss Patent No. 314679 how the pulse comb technique can be applied to the reduction of site errors.
This technique can have drawbacks when the frequencies used are very high, owing to the fact that with the high frequency tubes normally used, it can be difficult to produce pulses for the combs having a sufficiently short duration.
The main aim of the invention is therefore to provide a variant of the technique for using ambiguous indices at the receiver which operates satisfactorily at very high frequencies.
Another object of the invention is to provide a receiving device which is simpler to adjust and to maintain in suitable operating condition than the device using the pulse comb technique.
These aims are obtained according to the invention by providing a reception device for receiving in the presence of undesirable interference at least two modulated primary waves having different frequencies, each of these primary waves being modulated in accordance with the same information element and providing a different representation of said piece of information, at least one of the representations being ambiguous, said device comprising means for reproducing said piece of information from said primary waves and being characterized in that said means comprises means for deriving from said waves primary of the corresponding modulated auxiliary waves having the same frequency, and this by frequency multiplication of at least one of said primary waves,
and means controlled by said auxiliary waves to substantially eliminate the interference.
Figs. 1 and 2 of the drawing show, by way of example, the block diagrams of two embodiments of the object of the invention.
The basic elements are shown in fig. 1. Assume that an information element is represented by the phase (relative to a reference phase) of a wave given by y = a sin (wt +) in which w is the angular frequency and l ' phase angle (p does not vary outside the limits jn, thus representing the information element unambiguously.
According to the principles indicated in patent No. 319082, two auxiliary waves of frequency mo) and nw are produced from the above wave, where m and n are integers which are prime to each other. Preferably, m or n or their difference is equal to 1. These two waves will be represented by y = b sin (mo) t + map) and y = c sin (no) t + ncp). If m or n is greater than 1, the phase of the corresponding auxiliary wave may vary outside of the n limits, so that it represents the information element ambiguously.
Quite similar devices are used in the navigation installation described in Swiss Patent No. 314679. In both patents, the two auxiliary waves are used to reproduce the information element without ambiguity, the unwanted effects caused by the noise or site errors being greatly reduced.
In the case of fig. 1, the two auxiliary waves are applied respectively by two conductors 1 and 2 to the filters 3 and 4 provided to pass the frequencies mw and nm respectively. The flow rates of the filters are applied to a conventional frequency modulator-changer 5, the lower sideband of frequency (mn) m being filtered by a filter 6. Assuming that mn = 1, the original wave of frequency w will be filtered by filter 6 and the information that it carries can be obtained from its phase without ambiguity.
However, if no other measurement is taken, no advantage is obtained by using the auxiliary waves because the output wave of frequency o) will be accompanied by the same quantity of noise or error only if it had been transmitted directly. This difficulty is overcome in the following way:
The flow rate of filter 3 is also applied to a harmonic generator 7 followed by a filter 8 which filters the nime harmonic, the angular frequency of which is m-nm. Likewise, the flow rate of filter 4 is applied to a second harmonic generator 9 followed by a filter 10 which filters the mth harmonic which will also have an angular frequency equal to m-nm.
These two waves are applied to a differential detector 11 and, since they are of the same frequency, a unidirectional voltage will be obtained at the output of the detector, the amplitude and sign of which are determined by the amplitude and the sign of the difference phase between the two waves. Due to the effects of noise or site errors, the phase difference will vary constantly. Accordingly, filters 3 and 4 are provided with phase control devices 12 and 13 to which the output voltage of the differential detector is applied in a suitable direction to reduce the phase difference between the two waves applied to the differential detector. .
The phase control devices 12 and 13 can, for example, be reactance tubes functioning as reactive elements or as part of reactive elements in the filter networks.
In this way, the phase variations caused by the noise or the site errors are practically eliminated from the waves at the output of the filters 3 and 4 and they can be combined in the modulator 5 with practically the same advantage as that obtained by the use of pulse combs as in the patents cited above.
It will be seen later that, if we assume that the probable phase variation caused by noise or site errors of each auxiliary wave is d (p, the probable phase variation at the output of filter 6 is practically equal to (mn) dcp // 2 nm.
To explain the reduction in noise or site error produced by the device of fig. 1, we will assume that the waves applied to filters 3 and 4 are given by
P = E sin (mo) t + mep + p) and
Q = E sin (n0tt + nqD + q)
In these equations, (p is the relative phase which unambiguously indicates the amplitude of the sampled wave or other piece of information, which is ambiguously transported by the relative phases mT and ncp of the P and Q waves. The quantities p and q represent the probable phase variations or the errors of the waves, errors which it is desirable to practically eliminate.
In practice, p and q are both equal to d (p, but it is best to consider them distinct first. Since p and q are probable errors, the probable error is equivalent to the combination of p and q will be practically equal to dcp-1 / 2. After frequency multiplication, the P and Q waves applied to the differential detector 11 will appear such as:
P, = E sin (mncot + mnT + np3 and
01 = E sin (mn (ot + mncp + mq)
The control voltage at the output of the detector 11 will be proportional to the difference between the angles indicated between the brackets, that is to say proportional to np-mq.
Assuming first that the correction is applied to the P wave only (i.e. not using the phase controller 13), the amount of the correction applied to P will be (np-mq) / n = p-mq / n, so the final error of P will be mq / n.
The sideband phase error of modulator 5 will be the difference between the final error of P and the error of Q which is (m-n) q / n.
Likewise, if the correction is applied to the wave
Q only, the final error of Q will be np / m and the phase error of the sideband will be (m-n) p / m. In the preferred case in which m-n = 1, it will be seen that the probable error of the sideband is reduced m on n times, depending on whether the P wave or the Q wave is corrected.
When the two waves are corrected, the correction proportion can be distributed between them in any way by choosing the relative control slopes of the devices 12 and 13. If, for example, these devices are chosen so as to have a control slope equal, approximately half of the correction will be applied to each wave.
In this case, the correction applied to the P wave will be p / 2-mq / 2n and the final error will be p / 2 + mq / 2n. Likewise, the final error of the Q wave will be q / 2 + np / 2m. The error of the output sideband will be the difference of these two errors, i.e. (m-n) (mq + np) / 2m n. This error is between (mn) (q + p) / 2m and (mn) (q + p) / 2n and since, as it has already been explained above, q + p = dq) 2, the error is between (mn) dqVm / '2' and (mn) d / mi / TT.
The probable error after correction will be practically equal to the geometric mean of these values which is (m-n) d / g 2 m n, the value given above. In the preferred case, where m-n = 1, this is reduced to dq-./1/2 min.
In some cases, it is interesting to choose n = 1, while m-is a fairly large integer, such as 10. The circuit can then be simplified by removing elements 7 and 8 (since no frequency multiplication mo3 n 'is necessary in this case). Likewise, elements 5 and 6 are not necessary because the wave of frequency w at the output of filter 4 contains the information without ambiguity and can be used directly. In this case practically all the noise reduction is obtained by correcting the Q wave only by means of the phase controller 13. From what has been explained above, it will be seen that the probable final error of the Q wave will in this case be p / m = d (p / m.
If m = 10, for example, no appreciable advantage can be obtained by also correcting the phase of the P wave, so that the expense of the device 12 would hardly be justified. If m and n are large and almost equal (mn = 1), the probable error d (p / 8 2 mn obtained by correcting the two waves equally is almost equal to d (p / m 8 2, which is an improvement of about 3 decibels on what is achievable when a single wave is corrected This will generally be sufficient to justify the correction of both waves.
Fig. 1 also includes additional elements which indicate the manner in which the present invention can be applied to a reception arrangement for one of the embodiments of the ambiguous index system described in Swiss patent No. 315756.
In this embodiment, a voice wave is sampled at 100 microsecond intervals and, for each sample, two short duration wave packets are transmitted with respective frequencies of 500 and 450 kc / s, the displacements of phase of the packets giving two different and ambiguous representations of the amplitude of the sample.
At the receiving end, the wave packets of 500 and 450 kc / s, corresponding to the successive samples of the voice wave are separated and applied respectively to filters 3 and 4, fig. 1. Thus o) = 50 kc / s, m = 10 and n = 9.
The 50 kc / s wave packets obtained at the output of filter 6 are applied by two parallel circuits to a phase discriminator circuit 14, one of the circuits comprising a delay network 15 introducing a delay of 100 microseconds. It will be seen that, by this means, the wave packet corresponding to each sample of the voice wave and also that corresponding to the preceding sample, are simultaneously applied to the discriminator 14 which is of the type giving an output pulse of which the amplitude is proportional to the phase difference of each pair of wave packets.
The output pulses thus obtained are applied to a low pass filter which gives the derivative of the voice wave. To obtain the voice wave itself, the output signals of filter 16 are applied to an integrating network 17.
In this case, the wave packets at the frequency of 50 kc / s at the output of the filter 6 carry the unambiguous information (namely the amplitude of the corresponding sample of the speech wave) and the noise which has been collected during transmission is practically suppressed by the action of phase controllers 12 and 13.
Fig. 2 shows an application of the invention to a radio navigation receiver. This receiver is of the type described in patent No. 314679 and is designed to be carried by an airplane or another mobile to indicate the direction of a radio guidance station.
The radio guidance station gives three indicator waves, namely: a wave of frequency Fi + fol radiated in the form of a single-lobe cardioid-shaped field which rotates uniformly at a low frequency f, a wave of frequency FO + F2 radiated as a symmetrical field in the form of an m-lobed daisy which also rotates uniformly at the low frequency f, and a third wave of frequency FO amplitude modulated by a frequency F3 which is frequency modulated at frequency f . The third wave is radiated uniformly in all directions and the two side bands and the carrier frequency
FO are transmitted. The wave of frequency f is used at the receiver as standard phase or reference phase.
The frequencies FI, F2 and F3 must be small compared to FO, and large compared to f. The direction indication can be obtained unambiguously from the single lobe assembly, but with low accuracy due to the elevation error, and with high accuracy, but ambiguously, from of the set with several lobes. By a suitable combination of the indications obtained from the two types of lobes, a very precise indication can be obtained without ambiguity.
In a practical example of embodiment, the frequencies F1, F2, F3 and f can, for example, be equal to 3000,4000,5000 and 50 c / s respectively and m can be chosen equal to 8.
It is assumed in fig. 2 that these particular values are used.
The three indication waves are received on an antenna 18 connected to a conventional radio receiver 19 in which the carrier wave FO of the third wave is used to demodulate all the waves, so that demodulated waves are obtained whose frequencies are equal to 3000,4000 and 5000 c / s, which are respectively filtered by the filters 20, 21 and 22 connected to the output conductor 23 of the receiver 19. It will be understood that the waves at 3000 and at 5000 c / s are modulated at 50 hertz per second, while the 4000 c / s wave obtained from the 8-lobe assembly is modulated at 400 hertz per second.
Filters 20 and 21 are followed by detectors 24 and 25 and filters 27 and 26 to filter the waves at 50 c / s and 400 c / s respectively. These two waves will be phase modulated in accordance with the direction of the radio guidance station, the modulation of the wave at 400 c / s being ambiguous.
The filter 22 is followed by a frequency discriminator 28 which reconstitutes the reference wave at 50 c / s which is filtered by a filter 29.
The phase difference of the waves of frequency f at the outputs of filters 27 and 29 then gives the direction of the radio guidance station and is determined by an indicator 30 which can be of the dynamometric type and to which the output signals of filters 27 and 29 are applied. . In order to practically eliminate the site error affecting the single lobe assembly, the ambiguous indication of the 8 lobe assembly is used. One way to do this is as follows:
The output of filter 27 is connected to a frequency multiplier 31 which multiplies the frequency by 8. This multiplier may, for example, comprise a harmonic generator (which is not shown) followed by a filter (which is not shown. ) which filters the frequency of 400 hertz per second.
The outputs of filter 26 and multiplier 31 are applied to a differential detector 32 whose output voltage is used to drive a reactance tube 33 or other phase controller connected to or forming part of filter 27, as it has. been described in relation to FIG. 1. In this way, the effects of the elevation error are practically eliminated from the wave at 50 c / s at the output of the filter 27 according to the principles set out in connection with fig.-1.
It will be noted that FIG. 2 is a case in which n = 1 and m = 8 and that consequently no additional advantage is obtained by applying a phase correction device to the filter 26.