Dispositif destiné à modifier la plage dynamique de signaux
d'entrée.
La présente invention concerne d'une façon générale les circuits qui modifient la plage dynamique de signaux, à savoir des compresseurs qui réduisent la plage dynamique et des expanseurs qui étalent la plage dynamique. Plus particulièrement, l'invention s'applique au traitement de signaux de son, mais également au traitement d'autres signaux.
Des compresseurs et des expanseurs sont normalement utilisés ensemble (système de compression-expansion) pour apporter une réduction des bruits; le signal est compressé avant son émission ou son enregistrement et il est expansé après sa réception ou sa reproduction à partir du canal de transmission. Cependant, des compresseurs peuvent être utilisés seuls pour réduire la plage dynamique, par exemple pour l'adaptation à la capacité d'un canal de transmission, sans aucune expansion ultérieure lorsque le signal compressé convient pour l'utilisation finale. En outre, les compresseurs seuls sont utilisés dans certains appareils, particulièrement dans des appareils de reproduction sonore qui sont destinés seulement à émettre ou à enregistrer des signaux compressés, diffusés ou enregistrés préalablement.
Des expanseurs seuls sont utilisés dans certains appareils, particulièrement des appareils de reproduction sonore qui sont destinés seulement à recevoir ou à reproduire des signaux diffusés ou enregistrés préalablement, qui-ont déjà été compressés. Dans certains appareils, particulièrement d'enregistrement et de reproduction, un même dispositif est souvent organisé de manière
à fonctionner en mode commutable, comme un compresseur pour l'enregistrement des signaux et comme un expanseur pour la reproduction de signaux compressés, diffusés ou enregistrés préalablement.
Le taux de compression ou d'expansion peut s'exprimer en dB. Par exemple, une compression.de 10 dB veut dire qu'une plage dynamique d'entrée de N dB est compressée en une plage de sortie de (N-10) dB. Dans un sys-tème de réduction des bruits, une compression de 10 dB suivie par une extension complémentaire de 10 dB est considérée comme apportant une réduction des bruits de 10 dB.
L'invention concerne donc particulièrement un circuit de modification de la plage dynamique d'un signal d'entrée, comportant un premier circuit avec une caractéristique bilinéaire (dans le présent contexte, "linéaire" désigne un gain constant), constitué par :
1) une partie linéaire à bas niveau jusqu'à un seuil,
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diaire (gain variable) au-dessus du seuil et jusqu'à un point terminal, introduisant un taux de compression ou un taux d'expansion maximal prédéterminé,
3) une partie linéaire à haut niveau dont le gain est différent de celui de la partie à bas niveau.
La caractéristique est considérée comme une caractéristique bi-linéaire car elle comporte deux parties de gain pratiquement constant..
En pratique, le point de seuil et le point terminal ne sont pas toujours des "points" bien définis.
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termédiaire se fond dans les parties linéaires à bas et haut niveau, peuvent chacune varier de forme entre une courbe douce et une courbe pointue, selon les caractéristiques de commande du compresseur et de l'expanseur.
Il faut également noter que des circuits avec
-des , caractéristiques bi-linéaires se distinguent de deux. autres classes connues de circuit, à savoir :
(a) un circuit logarithmique ou non linéaire avec une pente fixe ou variable et une partie non-linéai- re : le gain change sur la totalité de la plage dynamique.
(b) un circuit avec une caractéristique comprenant deux ou plusieurs parties dont une seule est li- <EMI ID=3.1>
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sé.
Le seuil peut être réglé au-dessus du niveau de bruit d'entrée ou du niveau de bruit du canal de trans-
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cuit ,par les bruits. La partie de haut niveau, de gain pratiquement constant, évite le traitement non-linéaire des signaux de niveau élevé qui pourraient autrement introduire des distorsions. En outre, dans le cas d'un signal de son, pour lequel le circuit doit être syllabique, la partie de niveau élevé constitue une région dans laquelle le circuit doit réagir aux surmodulations qui se produisent quand le niveau du signal augmente brusquement.
Les surmodulations sont supprimées par des diodes d'écretage ou des moyens similaires. Seules des caractéristiques bi-linéaires permettent d'obtenir cette combinaison d'avantages.
La majorité des circuits connus avec une caractéristique bi-linéaire. actuellement utilisés dans les appareils de reproduction sonore du grand public apportent un taux de compression et d'expansion de 10 dB qui convient pour la plupart des cas. Mais ce taux laisse certains bruits audibles à certains auditeurs, et, pour une plus grande fidélité, un taux plus élevé de compression et d'expansion est souhaitable, par exemple 20 dB.
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ou d'expansion sans soulever des problèmes qui affectent la- qualité du signal.
Des circuits sont déjà connus, et disponibles dans le commerce, introduisant un taux de compression ou d'expansion de 20 dB ou davantage, mais ce sont généralement des circuits logarithmiques à pente constante dans lesquels il se produit une variation constante de gain dans toute la plage dynamique, ou presque dans toute cette plage. Aux niveaux très bas et très élevés du. signal, ces circuits po-sent davantage de problèmes de distorsion et d'alignement du signal que les circuits bi-linéaires dans lesquels la variation de gain est limitée à une partie intermédiaire de la caractéristique, et les problèmes de surmodulation ..sont plus sévères qu'avec les circuits de caractéristiques bi-linéaires. Des compresseurs-expanseurs connus à pente constante apportent des taux de compression de l'ordre de <EMI ID=8.1>
rant...
Le taux de compression est défini comme le rapport entre la plage dynamique d'accroissement à l'entrée et la plage dynamique d'accroissement à la sortie.
Le taux d'expansion pour un expanseur complémentaire est l'inverse du taux de compression. Si le taux de compres-
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d'appliquer le concept du taux d'expansion inverse, qui, dans l'exemple donné ci-dessus est 3:1, c'est-à-dire cor-
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description qui va suivre sera limitée dans une large mesure au taux de compression, étant donné que les mêmes considérations s'appliquent, avec des changements appropriés; au taux d'expansion.
Un taux élevé de compression présente l'inconvénient qu'il est difficile d'assurer la complémentarité entre le compresseur et 1 ' expanseur; en particulier, des erreurs de niveau ou des erreurs de réponse en fréquence de la transmission ou du support d'enregistrement conduisent à des erreurs multipliées de façon correspondante
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Il est connu (par exemple les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 2 558 002, US-PS 4 061 874 et la publication de brevet japonais 51-20 124) d'augmenter le taux de compression disponible en connectant en cascade plusieurs étages de compression. Ces circuits connus (dispositifs à impédance commandée, diodes, etc.) multiplient les taux de compression des étages individuels de manière à obtenir un taux de compression élevé. avec l'inconvénient mentionné ci-dessus. Par exemple, un cir-
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un taux de compression de 3:1 conduisent à taux global de 6:1. Le taux d'expansion résultant de 1:6 placerait une lourde charge sur l'uniformité du canal de transmission.
Une -autre considération est la demande faite à chaque circuit pour qu'il effectue le changement de gain nécessaire pour établir la caractéristique de compresseur ou d'ex-
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cuit qui. effectue des changements précis de gain dans une plage de 10 dB mais nettement plus difficile de réaliser le même circuit pour qu'il effectue des changements précis de gain dans une plage de 20 dB. Il est ainsi difficile d'obtenir une caractéristique contrôlée et reproductible pour un ensemble de compresseur-expanseur. Le brevet japo-
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système de réduction'des bruits dans des ensembles de reproduction de haute fidélité.
Il est également connu (brevets des Etats-
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connecter en cascade plusieurs étages de compresseurs qui fonctionnent dans des plages de fréquences mutuellement exclusives. Bien que cette disposition ne conduise pas
à une augmentation du taux de compression supérieure à celui d'un seul étage, elle n'apporte non plus aucune aug-
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A la lumière de toutes ces considérations, un objet de l'invention est de produire un taux accru de com-
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portante du taux de compression et sans demande excessive
à un circuit impliqué dans la production d'un changement de.
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Un autre objet est d'obtenir un taux accru de compression ou d'expansion de signaux de son, sans produire <EMI ID=20.1>
produites dans des conditions transitoires du signal.
Un examen serré des circuits bi-linéaires montre qu'ils offrent non seulement les avantages énumé-
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un moyen de résoudre le problème du taux élevé de compression dans le cas des circuits de son et également une manière de résoudre le problème des surmodulations élevées.
Il faut noter que la superposition de réglons linéaires n'accroît pas le taux de compression dans ces régions; le taux de compression n'est accru que dans la
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donc avéré possible de séparer les régions d'effets dynamiques de manière à obtenir l'augmentation globale souhai- tée de compression sans modifier en même temps et de façon notable le taux maximal global de compression ou d'expansion.
<EMI ID=23.1>
tion est que le résultat global est bi-linéaire, avec tous les avantages que cela présente. Ainsi, la possibi-
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représente un autre avantage non reconnu jusqu'à présent de cette classe de dispositifs.
Les objets mentionnés ci-dessus sont atteints selon l'invention, qui se caractérise en ce qu'un premier circuit, qui possède une caractéristique d'entrée-sortie
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qui possèdent aussi des caractéristiques bi-linéaires à une fréquence donnée, dans une plage de fréquences communes aux circuits. Les seuils et les régions dynamiques des circuits sont établis à des valeurs différentes de manière
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une plage plus large de niveaux intermédiaires d'entrée que pour chacun des circuits individuels, et pour produire une différence accrue entre les gains au niveau d'entrée bas et élevé, mais avec un taux de compression ou d'expansion maximal qui n'est pratiquement pas supérieur au taux maximal de compression d'un seul circuit, grâce à l'étagement.
Dans le cas des circuits de son, si ces circuits comportent des éléments de suppression (ou de limitation) .de surmodulation, il est alors possible d'étager les seuils avec l'étagement des seuils syllabiques. Les surmodulations des circuits ou des étages de plus bas niveau sont réduites de façon correspondante, avec une surmodu-
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contraire aux compresseurs logarithmiques courants dans lesquels de larges surmodulations sont produites de façon inhérentes.
Chacun des circuits peut introduire une modification du contenu spectral du signal -par exemple une élévation des aigues de bas niveau dans le cas d'un compresseur. Chaque étage qui suit peut donc être commandé par un signal dont le contenu spectral change progressivement. Dans le cas de signaux complexes, cela a pour effet un étalement spectral des risques d'erreur dans l'opération de décodage. Par exemple, dans le cas d'un enregistreur sur bande magnétique dont la caractéristique de réponse en fréquence n'est pas uniforme, la tendance au décalage spectral réduit les erreurs totales de dynamique et de réponse en fréquence du résultat décodé.
Il y a maintenant lieu de considérer l'importance de l'étagement requis. Pour simplifier, la connexion en série de deux circuits compresseurs sera examinée. Le .taux de compression de chacun des plumier et second circuits augmente de la valeur unitaire au seuil respective jus- <EMI ID=29.1>
flanc croissant du taux de compression. Le taux retombe ensuite à la valeur unitaire, qui sera appelé. le flanc décroissant. Strictement parlant, le flanc décroissant peut approcher l'unité de façon asymptotique mais dans toutes les applications pratiques, il convient de considérer qu'il a atteint l'unité lorsque sa valeur n'en diffère que d'une petite quantité arbitraire .
L'étagement des parties de niveaux intermédiaires des premier et second circuits entraîne le fait que le flanc décroissant d'un circuit chevauche le flanc
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la différence entre les deux seuils peut être telle que le chevauchement des flancs entraîne un taux de compression global qui ne dépasse par substantiellement le taux maximal
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De préférence, le seuil du second circuit est inférieur à celui du premier circuit (si plus de deux circuits sont utilisés, il est préférable que le seuil de chaque circuit diminue progressivement), dans le cas d'un compresseur, et inversement dans le cas d'un expanseur. En principe, l'ordre peut être inversé, le seuil du premier circuit compresseur étant le plus bas. Avec plus de deux circuits, l'ordre des seuils pour ceux-ci peut être mélangé, et pris dans n'importe quel ordre, pourvu que les parties à niveau intermédiaire des circuits soient convenablement échelonnées.
Il y a donc lieu de considérer que l'étagement idéal est celui par lequel le flanc décroissant d'un circuit chevauche le flanc croissant de l'autre de manière à restreindre autant que possible la région des niveaux dans lesquels_un effet dynamique se produit dans le dispositif total connecté en série, tout en évitant en même temps une augmentation substantielle du taux maximal de compression ou d'expansion par rapport à celui d'un seul dispositif. Ainsi par exemple, si le taux maximal de compression de chaque circuit est 2:1, le taux de compression du circuit global qui s'élève à 2:1, maintient cette valeur sur le chevauchement, et diminue ensuite jusqu'à l'unité.
Ainsi, dans le. cas idéal, il ne se produit aucune augmentation audessus du taux de 2:1, contrairement aux dispositions anté-rieures des étages de compressions en cascade qui multiplient les taux jusqu'à 4:1.
En pratique, il peut être difficile d'obtenir un chevauchement optimal à toutes les fréquences mais . il peut apparaître qu'avec une approximation raisonnable par rapport au cas idéal, il est possible d'éviter que le taux maximal total de compression dépasse excessivement2:1 dans l'exemple donné. Dans un circuit pratique, il peut s'élever par exemple jusqu'à 2,5:1.
Une valeur basse du taux de compression ma-
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vre le compresseur plus facilement, afin de fournir une bonne complémentarité entre les canaux de signal possédant des gains et/ou des réponses en fréquence quelque peu incertaines. Cependant un taux bas de compression étale l'action dynamique -sur une plus large gamme de niveaux, amenant une plus grande susceptibilité à la modulation de bruit pour une quantité maximale donnée de différence de réduction de bruit sur le gain aux niveaux d'entrée bas
et haut. De ce fait,.il y a un concours d'effets indési-rables produits à la fois par les taux de compression haut et bas. En conséquence, le taux de compression idéal va dépendre de l'environnement du système et des buts fixés
à la conception de celui-ci.
La. possibilité d'étager des étages bi-linéaires offre au réalisateur un autre moyen pour optimiser l'ensemble d'un circuit. En ce faisant, les formes des caractéristiques de compression des étages individuels peuvent être conçues avec un étagement spécifique en mémoire. Les caractéristiques transitoires des circuits sont aussi prises en considération et l'opportunité est de préférence a-
-doptée d'étager les seuils de suppression de surmodulations dans des compresseurs et expanseurs de signaux de son, de manière à obtenir une surmodulation globale minimale.
Un type de circuit bien connu, appelé "à bande de glissement", et qui peut être utilisé pour chacun des premier et second circuits, apporte la caractéristique souhaitable spécifiée pour le cas de compression ou d'expansion de signaux de son à fréquence élevée, en appliquant une élévation de fréquences élevées (à la compression) ou une coupure (à l'expansion) au moyen d'un filtre passehaut avec une fréquence de coude inférieur variable.
Quand le niveau du signal dans la bande des fréquences élevées augmente, la fréquence du coude du filtre glisse vers le haut afin de réduire la bande accentuée ou coupée et d'exclure le signal utile de l'accentuation ou la coupure. Des exemples de circuits de ce genre se trouvent
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la demande de brevet japonais 55 529/71.
Par conséquent, chacun des premier et second . circuits peut être un tel circuit "à bande de glissement" . En principe, les fréquences de coude au repos des deux circuits à bande glissante peuvent être différentes et il est possible d'utiliser ce fait pour obtenir un degré de compression ou d'expansion plus élevé dans une partie de la bande de fréquence traitée que dans une autre. Mais selon un autre développement important de l'invention, les fréquences de coude sont maintenues pratiquement identiques.
Cela apporte l'avantage de discriminations plus nettes entre la région des fréquences où une accentuation ou une coupure doit être appliquée et la région dans laquelles elles ne sont pas appliquées et, par conséquent, une discrimination plus nette entre la région dans laquelle la réduction des bruits n'a pas lieu de se faire en raison de l'apparence d'un signal utile normal, et la région dans laquelle une réduction des bruits reste effective.
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nus dans lesquels le spectre de fréquence est séparé en plusieurs bandes par des filtres passe-bande correspondants, et la compression ou l'expansion est effectuée dans chaque bande par un dispositif de commande de gain (un limiteur du <EMI ID=36.1>
<EMI ID=37.1>
<EMI ID=38.1>
panseur.. Des exemples de circuits de ce genre sont donnés dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 846 719.
Ces circuits de séparation de bande ou à bandes multiples offrent l'avantage d'un effet indépendant dans les, différentes bornes de fréquence et, si cette propriété est requise, ces circuits peuvent être utilisés comme les premier, second ou autres étages des circuits selon l'invention.
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cuits peut être un circuit à bandes multiples et l'autre peut être un circuit à bande glissante. Cela peut être intéressant dans un cas spécial dans lequel il y a lieu par exemple d'accentuer le taux de compression où d'expansion dans une partie de la bande totale des fréquences, le circuit à bande glissante et un ou plusieurs canaux à séparation de bande agissant dans cette partie de la bande des fréquences.
Il est connu de réaliser des compresseurs et des expanseurs bi-linéaires, à la fois du type à bande glissante et à séparation de bande, en utilisant un seul circuit de signaux. Mais il est généralement préférable de réaliser ces dispositifs en prévoyant un circuit principal dès signaux qui est linéaire par rapport à la plage
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principal, et un autre circuit qui reçoit son signal d'en-
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la sortie. est couplée avec le circuit de combinaison.
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mandé) et l'autre circuit limité accentue le signal du circuit principal dans le circuit de combinaison dans le cas de compression, mais élève le signal du circuit principal dans le cas d'expansion. Le signal limité de l'autre circuit est plus faible que le signal de circuit principal dans la partie haute de la gamme dynamique d'entrée.
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et identifiables.
Ces compresseurs et expanseurs connus sont particulièrement avantageux car ils permettent d'établir le type voulu de caractéristique de transfert d'une façon précise sans problèmes de distorsion à haut niveau. La partie de bas niveau du gain pratiquement constant est établie en affectant à l'autre circuit un.seuil au-dessus du niveau de bruit; au-dessous de ce seuil, l'autre circuit est linéaire. La partie de niveau intermédiaire est formée par la région dans laquelle l'effet de limitation
- de l'autre circuit devient partiellement effective et la partie de haut niveau du gain pratiquement constant s'élève après que le limiteur est devenu entièrement effectif, de sorte que le signal de l'autre circuit cesse d'augmenter et devient négligeable comparativement au <EMI ID=45.1>
élevée de la plage dynamique d'entrée, la sortis du dis- positif ne délivre effectivement que le signal qui a franchi le circuit principal linéaire, c'est-à-dire linéaire par rapport à la plage dynamique. Dans les circuits de son à double circuits, la suppression de surmodulation est particulièrement commode.
Des exemples de ces circuits connus sont donnés dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS
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nent les mêmes résultats mais dans lesquels l'autre cir- cuit possède des caractéristiques inverses aux caracté- ristiques de limiteur, et la sortie de l'autre circuit accentue le signal du circuit principal à la compression et accentue le signal du circuit principal à l'expansion
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US-PS 3 875 537).
Comme cela a déjà été indiqué, il n'est pas <EMI ID=49.1>
riante" existent, fonctionnant avec des circuits uniques, comme les décrivent les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 757 254, US-PS 3 967 219, US-PS 4 072 914,
US-PS 3 909 733 et la demande de brevet japonais 55529/71, par exemple. Bien que ces autres formes de circuits ne sont généralement pas susceptibles de donner de bons ré- sultats dans des dispositifs à deux circuits ou peuvent être moins commodes et par conséquent moins économiques, ils permettent généralement d'obtenir des résultats équivalents. Par conséquent, ces circuits connus peuvent aussi être utilisés comme un ou plusieurs des circuits dans un dispositif selon l'invention. Eventuellement, l'un des premier et second circuits peut être un circuit double et l'autre un circuit simple.
D'autres caractéristiques et avantages de
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va suivre de plusieurs exemples de réalisations et sur
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tifs et sur lesquels :
La figure 1 est un exemple d'un jeu de courbes montrant des caractéristiques bi-linéaires complémentaires de compression et d'expansion, <EMI ID=52.1>
l'invention de façon générale, <EMI ID=53.1> graphique des zones d'effet dynamique, et montrant comment
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seurs connectés en série, <EMI ID=55.1>
gure 3 sous une forme encore simplifiée, La figure 5 est une série de courbes caractéristiques bi-linéaires idéales illustrant une technique générale d'étagement des seuils des circuits en série, La figure 6 est un schéma d'un compresseur térieur à bande glissante,
<EMI ID=56.1>
<EMI ID=57.1> La figure 9 est un enregistrement graphique montrant la réponse au-dessous du seuil de compression, de deux compresseurs et expanseurs en série selon un mode de réalisation de l'invention, La figure 10 est un enregistrement graphique montrant la réponse au-dessous du seuil de compression d'un compresseur et expanseur antérieurs, selon les figures 6, 7 et 8, La figure 11 est un enregistrement graphique de la réponse d'entrée-sortie en fonction de la fréquence d'un compresseur comportant des dispositifs en série se- <EMI ID=58.1> La figure 12 est un enregistrement graphique de la réponse d'entrée-sortie en fonction de la fréquence d'un compresseur- antérieur comprenant un seul circuit,
Les figures 13 à 15 sont des séries de courbes de tonalité d'essai illustrant l'effet de bande glissante d'un mode de réalisation de l'invention, avec le circuit des figures 6 et 8, La figure 16 représente les courbes caracté- <EMI ID=59.1>
mode de réalisation de l'invention,
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<EMI ID=62.1> La figure 18 représente les courbes caracté- ristiques de nature similaire à celles des figures 11 et <EMI ID=63.1> La figure 1 montre un exemple de caractéris-tique de transfert bi-linéaire complémentaire de compression et d'expansion (à une fréquence particulière), indiquant (pour la caractéristique de compression), la partie de niveau bas de gain pratiquement constant, le seuil, la partie dans laquelle l'effet dynamique se produit, le point de fin, et la partie de niveau haut de gain pratiquement constant. La figure 2 représente de façon générale un dispositif selon l'invention : un premier compresseur bilinéaire 2 reçoit les informations d'entrée et applique <EMI ID=64.1>
4 connecté en série, dont le signal de sortie est appliqué ç un canal N qui transmet des informations avec des bruits. Deux expanseurs bi-linéaires 6 et 8 connectés en série reçoivent le signal d'entrée du canal N par l'expanseur 6 et délivrent un signal de sortie de système de réduction de bruit à la sortie de l'expanseur 8. Les zones d'effet dynamique des dispositifs en série sont séparées ou étagées l'une par rapport à l'autre dans la plage des fréquences, comme cela est courant pour ces dispositifs.
Bien-que la figure représente deux dispositifs de chaque côté du canal d'information N; deux ou plusieurs peuvent convenir l'invention s'applique à deux ou plusieurs compresseurs ou expanseurs bi-linéaires en série. Dans la configuration d'un système de réduction complémentaire des bruits, des nombres égaux de compresseurs et d'expanseurs bi-linéaires en série sont prévus.
L'ordre des étages possédant des caractéristiques particulières dans le compresseur est inversé dans l'expanseur. Par exemple, le dernier étage de l'expanseur est complémentaire du premier étage du compresseur à tous égards - réponse permanente et. réponse dynamique en fonc-
<EMI ID=65.1>
tions dynamiques et .de niveau du signal).
La figure 3 est un exemple de représentation graphique de la séparation ou de l'étagement des deux dis- <EMI ID=66.1>
fonction du niveau d'amplitude d'entrée (axe horizontal) pour un compresseur ou un expanseur fonctionnant à une fréquence particulière. Pour des raisons de clarification, les courbes sont représentées sous une forme idéalisée; en pratique, les courbes sont plutôt dissymétriques dans des modes pratiques de réalisation de systèmes de réduction de bruit du type A et du type B, décrits respectivement dans les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 849 719 et US-PS Re 28 426. La courbe 12 représente l'effet dynamique d'un compresseur ou expanseur (étage de niveau haut). la courbe 10 est celle d'un autre compresseur ou expanseur (étage de niveau bas), avec une zone
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le premier dans la série des compresseurs (le second dans la série des expanseurs), la courbe 12 représente les variations de taux de compression du premier étage (compresseur) en fonction du niveau d'entrée du premier étage et la courbe 10 est la variation du taux de compression du second étage (compresseur) en fonction du niveau d'entrée du premier étage. Les courbes du haut sont celles des
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Dans cet exemple, la zone de fonctionnement en réponse au niveau d'amplitude d'entrée sont séparées de manière que le produit des deux courbes donne une caractéristique globale d'un taux de compression ou d'un taux d'expansion qui ne dépasse 2:1 (1:2) entre les deux points de compression maximale 10a et <1>2a (10b et 12b) des deux dispositifs.
Ainsi, même avec deux dispositifs en série, les '.régions d'extrémité de fonctionnement restent encore fixes, le taux maximal de compression et le taux maximal d'expansion ne sont pas augmentés au-delà de celui des dispositifs .simples et les avantages de dispositifs bi-linéaires simples sont conservés. Par conséquent, des erreurs se produisant dans la plage d'effet dynamique, produites par ces dispositifs en série, ne dépassent celles d'un seul dispo- <EMI ID=69.1> sitif.
La plupart des dispositifs bi-linéaires déterminent les régions d'extrémité fixe de gain constant au moyen d'éléments de circuit fixe, préréglé, par exemple des résistances et des condensateurs, qui sont stables de par leur nature et qui ne peuvent introduire des erreurs dynamiques, des distorsions de forme d'onde et autres. Par conséquent, ce n'est que dans une zone de transition de fonctionnement entre les régions de gain constant et linéairs que des parties actives dynamiquement de ces circuits peuvent introduire des erreurs du signal.
Il faut noter que dans la représentation de :La figure 2, l'effet dynamique d'un compresseur ou d'un expanseur logarithmique courant devient une ligne horizontale; par exemple, la ligne 11 est la caractéristique d'un compresseur 2:1, la ligne 13 est celle d'un expanseur 1:2. Il est clair selon cette analyse qu'il n'y a aucune raison de séparer ou d'étager les effets de ces dispositifs.
Dans un but d'analyse et pour obtenir un premier ordre d'approximation des niveaux seuil nécessaires afin d'obtenir un étagement optimal selon l'invention, il convient d'idéaliser encore davantage la figure 3. Il sera donc supposé que chaque compresseur (et expanseur) atteint immédiatement son taux maximal de compression à
un niveau seuil, et maintient ce taux jusqu'à ce qu'il atteigne un point final à un niveau plus élevé pour lequel l'effet dynamique s'arrête brusquement. Ainsi, une série de compresseurs et d'expanseurs, décrits à la manière de la figure 3, apparaissent comme des courbes rectangulaires contigues, comme le montre la figure 4. A titre d'exemple, trois compresseurs et expanseurs de caractéristiques bi-linéaires sont connectés en série. le dispositif de niveau bas qui est de préférence le troisième compresseur (premier expanseur) possède le seuil le
plus bas (T3) représenté à -62 dB, avec son point final
(F3) ) -46 dB qui est le seuil (T2) de l'étage de niveau intermédiaire. Le point final (F2) de ce dernier est à <EMI ID=70.1>
<EMI ID=71.1>
Tous les niveaux sont rapportés à l'entrée globale. Il
est en. outre supposé que le gain de chaque étage est 8 dB
et son rapport maximal de compression 2:1.
La figure 5 représente des courbes caractéristiques idéalisées (sorties en fonction de l'entrée totale) pour la compression, sur la base de l'exemple de la figure 4 (les courbes d'expansion symétriques sont supprimées pour clarifier. La figure montre comment l'effet dynamique de
-chaque étage se produit après celui de l'étage voisin,, ce dont il résulte un rapport global de compression de 2:1 tout en obtenant une compression de 24 dB.
Sur la base de l'examen de.-3 figures 4 et 5,
une seule équation établit la relation entre les niveaux seuils (T), les points finals (F), le rapport maximal de compression (C), et le gain (G) d'un étage particulier :
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En utilisant cette équation, les niveaux seuils pour chaque étage peuvent être déterminés avec une approximation raisonnable, au moyen d'une opération itérative.
<EMI ID=73.1>
souhaité avec un gain d'étage de 8 dB et un rapport maximal de compression de 2, l'équation montre que le seuil de. ni-
<EMI ID=74.1>
comme point final (F2) de l'étage d'un niveau intermédiaire pour déterminer. que son seuil doit être -46 dB, et ainsi de mute. Ainsi, chaque étage est rapporté au résultat de. l'étage précédent dans cette analyse. Mais le seuil calculé est le seuil total, rapporté à l'entrée de la série. Pour obtenir le seuil d'un circuit particulier rapporté à sa propre entrée, il faut tenir compte du gain cumulatif du signal jusqu'à ce point. Par exemple, le seuil de l'étage de plus bas niveau de la figure 5 est -46 dB, rapporté <EMI ID=75.1>
point final F, le taux de compression C ou le gain G.
Ainsi, le réalisateur peut déterminer les paramètres de son circuit à partir des buts prévus. Ces buts peuvent comprendre les conditions que le niveau seuil le plus bas soit supérieure au seuil de bruit, que le point final de niveau le plus haut soit suffisamment bas pour permettre l'utilisation d'une protection contre la surmodulation
et que le taux maximal total de compression ne dépasse pas une valeur particulière. Dans les circuits pratiques, le point de seuil et le point final ne sont pas toujours des points bien définis comme dans cette analyse. Comme on l'a vu dans l'introduction, les régions dans lesquelles les parties à niveau intermédiaire de la caractéristique viennent se fondre dans les parties linéaires. à niveaux-bas et élevé peuvent être douces ou pointues, se-
<EMI ID=76.1>
tion dynamique. Ainsi, en pratique, la région de seuil d'un circuit va déborder sur la région du point final d'un autre circuit.
L'examen de l'équation ci-dessus et de la figure 5 montre que pour le cas particulier du taux de compression 2:1, la moitié de l'étagement du seuil est obtenue par les gains du signal des étages, et l'autre moitié par une -polarisation modifiée sur l'élément de commande et/ou un gain modifié d'amplificateur de commande (gain accru pour seuil plus bas). D'une façon similaire, pour des taux de compression 1,5:1 et 3:1 respectivement, 1/3 et 2/3 d'étagement respectivement sont apportés par les gains des étages et 2/3 et 1/3 de l'étagement respecti- vement peuvent être apportés par le circuit de commande.
Dans les figures 1 et 5, zéro dB est un niveau nominal maximum ou de référence. En pratique, une-marge de quelque 10 à 20 dB est prévu au dessus du niveau 0 dB.
Comme cela a déjà été indiqué, il est généra- <EMI ID=77.1>
niveau soit le dernier. Mais une disposition inverse est également possible. Dans le cas inverse, l'amplificateur de commande du premier étage doit avoir un gain élevé pour établir le seuil bas nécessaire. Ce seuil bas, lorsqu'il N'applique uniformément en présence de signaux de niveau
-haut, comme c'est le cas des systèmes à bande glissante
-connus dans la technique antérieure, conduit généralement à de mauvaises performances de modulation et de bruit .pour l'ensemble du système. Dans cette disposition inversée, chaque étage doit introduire un gain suffisant d'amplificateur de commande pour obtenir le gain imposé de cet étage.
En outre, chaque seuil est essentiellement fixe et indépéndant du fonctionnement des autres étages. C'est une conséquence du fait que le gain du signal à chaque étage précédent a diminué substantiellement jusqu'à l'unité quand le
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Le calcul des seuils nécessaire pour un étagement optimal dans le cas inverse,est le même que celui du cas préféré.
-Mais le seuil de chaque étage rapporté à sa propre entrée devient le même que le seuil global.
Contrairement à la situation inversée, dans
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vé est le premier dans la chaîne des compresseurs et l'étage de niveau bas le dernier), il se produit une action . mutuelle utile entre les gains des étages et les seuils.
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nés par les gains du signal des étages précédents. Ainsi, dans un.ensemble à deux étages avec un gain de niveau bas de 10 dB par étage, la condition de gain d'amplificateur
:de commande du second étage est réduit de 10 dB en raison du gain du signal de niveau bas du premier étage. Si un signal de niveau haut apparaît, le gain de 10 dB du premier étage est éliminé et le seuil de l'étage de niveau bas est . effectivement remonté de 10 dB. Avec des compresseurs-ex- <EMI ID=81.1>
de bruit.
Selon la disposition préférée, les gains de tous les otages précédents sont entièrement effectifs jusqu'au seuil d'un étage particulier qui suit. Ainsi, contrairement à l'ordre inversé décrit ci-dessus, la disposition préférée tire mieux profit des gains prédominants du signal des étages individuels. Autrement dit :
1. Dans des conditions de signal à très bas niveau (au-dessous du seuil), la condition de gain d'amplificateur de commande de chaque étage est réduite d'une valeur égale aux gains cumulatifs du signal dans tous les étages précédents. Dans l'exemple de la figure 5, le gain de l'amplificateur de commande nécessaire dans l'étage de plus baa niveau, pour obtenir un seuil de -62 dB, est donc réduit de 16 dB par rapport au gain nécessaire si cet étage travaillait indépendamment ou dans la configuration inversée mentionnée ci-dessus. De façon similaire, le gain de l'amplificateur de commande de l'étage intermédiaire est réduit de 8 dB, conduisant ainsi au circuit le plus économique.
2. Un effet de seuil variable dépendant du signal est obtenu, de sorte qu'avec des étages à bandes glissantes, les effets de modulation par les bruits sont réduits. les seuils effectifs des étages de bas niveau
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signai, à une fréquence particulière. Aux niveaux éle-
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la caractéristique de transfert), le seuil effectif de l'étage, de plus bas niveau est élevé d'une valeur égale à tous les gains des étages de bas niveau (au-dessous du seuil) jusqu'à ce point. Dans l'exemple de la figure 5, le seuil de l'étage de plus bas niveau, normalement -62dB dans des conditions de signal de niveau bas, est donc relevé de 16 dB jusqu'à -46 dB dans des conditions de signal <EMI ID=84.1>
Dans un premier mode de réalisation pratique de l'invention, utilisant des dispositifs à bandes glissantes en série, le compresseur 2 et l'expanseur 8 de la figure 2 sont essentiellement des dispositifs standards à bandes glissantes du type B, décrit dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique US-PS Re 28 426, tandis que le compresseur 4 et l'expanseur 6 ont des caractéristiques de réponses modifiées. Il s'est avéré qu'avec le bruit produit par les bandes magnétiques en cassettes, un résultat utile est obtenu lorsque le second dispositif (dans le
mode de compression) possède non seulement une réponse éta- gée au niveau d'amplitude d'entrée, mais également une fréquence de coupure à deux ou trois octaves au-dessous de celles d'un dispositif standard de type B. Plus particulièrement , les niveaux seuil du second dispositif sont a- baissés, à la fois les limiteurs et filtres syllabiques et
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l'étagement, et la fréquence de coude du fil fixe est abaissée. de 2 ou 3 octaves.
Des détails sur le circuit du type B apparaissent sur les figures 6, 7 et 8 qui sont les mêmes que les figures 4, 5 et 10 respectivement du brevet des Etats-Unis <EMI ID=86.1>
ces circuits, leur fonctionnement et leur théorie y sont décrits. La description qui va suivre des figures 6, 7
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Le circuit de la figure 6 est conçu spéciale- ment pour être incorporé dans le canal d'enregistrement d'un enregistreur sur bande grand public, deux de ces circuits étant nécessaires pour un enregistreur stéréophonique. Le signal d'entrée est appliqué à la borne 10, à un étage à charge d'émetteur 12 qui produit un signal sur basse impédance. Ce signal est appliqué d'abord à une borne de sortie 12 par un circuit principal direct, constitué par une résistance 14, et également à un second circuit dont le dernier composant, la résistance 18 également connectes à la borne 16. Les résistances 14 et 18 additionnent les signaux de sortie du circuit principal et de l'autre circuit pour obtenir la loi de compression voulue.
L'autre circuit consiste en un filtre fixe
20, un filtre 22 à coupure variable comprenant un transistor à effet de champ 24 (constituant le filtre/limiteur), et un amplificateur 26 dont la sortie est connectée à un limiteur ou écreteur 28 à double diode, et à
la résistance 18. Le limiteur non linéaire supprime les surmodulations du signal de sortie avec des signaux d'entrée qui croissent brusquement. L'amplificateur 26 élève le signal dans l'autre circuit jusqu'à un niveau tel' que le coude de la caractéristique du limiteur ou suppresseur de surmodulations 28, constitué par des diodes au silicium, soit efficace au niveau approprié du signal dans des conditions transitoires. Le seuil effectif du suppresseur de surmodulations est légèrement supérieur à celui du filtre/limiteur syllabique. Les résistances 14 et 18 sont proportionnées de manière que le degré voulu de compensation d'atténuation soit apporté au signal dans l'autre circuit.
La sortie de l'amplificateur 26 est également connectée à un amplificateur 30 dont le signal de
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tégré par un filtre de régularisation 32 pour obtenir la tension de commande du transistor à effet de champ 24.
Deux filtres simples à résistance-condensateur-sont utilisés, bien que des filtres équivalents LC ou LCR pourraient convenir. La fréquence de coupure du
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minution de compression a lieu. Le filtre 22 comporte un condensateur 34 en série et une résistance 36 en dériva- tion, suivis par une résistance en série 38 et le transistor à effet de champ 24 dont le circuit source-drain est connecté comme une résistance en dérivation. A l'état de repos, avec un signal nul à la grille du transistor 24, ce dernier est bloqué et présente une impédance pratiquement infinie; la présence de la résistance 38 peut donc être négligée. La fréquence de coupure du filtre 22 est ainsi 88 Hz qui, il faut le noter, est nettement au-dessous de la fréquence de coupure du filtre fixe 20.
Quand le signal sur la grille augmente suffisamment pour que la résistance du transistor à effet de champ passe à moins de 1 k ohm par exemple, la résistance
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fréquence de coupure augmente, réduisant de façon marquée
- la bande passante du filtre. Bien entendu, l'élévation de la fréquence de coupure est progressive.
L'utilisation d'un transistor à effet de champ est commode, car dans une plage limitée d'amplitudes du signal, ce composant se comporte comme une résistance linéaire (pour les deux polarités du signal) dont la valeur est déterminée par la tension de commande à la grille.
La résistance 36 et le transistor à effet de champ sont ramenés à une prise réglable 46 d'un diviseur de tension comprenant une diode au germanium 48 de compensation de température. La prise 46 permet de régler le seuil de compression du filtre 22.
L'amplificateur 26 comporte des transistors complémentaires présentant une haute impédance d'entrée
et une basse impédance de sortie'. Etant donné que l'amplificateur attaque le limiteur à diode 28, une impédance de-sortie finie est nécessaire et elle est apportée par une résistance de couplage 50. Comme cela a déjà été indiqué, les diodes 28 sont des diodes au silicium avec
un coude marqué à environ 0, 5 volt.
Le signal sur le limiteur .est par conséquent
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par un commutateur 53 lorsqu'il est nécessaire de suppri-
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L'amplificateur 30 consiste en un transistor NPN avec un circuit à constante de temps 52 dans l'émetteur, apportant un gain accru aux fréquences élevées. Les fréquences élevées de haute amplitude (par exemple un coup de cymbales) conduisent donc à un rétrécissement rapide de
la bande dans laquelle la compression se produit, évitant ainsi une distorsion du signal.
L'amplificateur est connecté au filtre de régularisation 32 par la diode redresseuse 31. Le filtre est constitué par une résistance 54 en série et un condensateur 55 en dérivation. La résistance 54 est connectée aux bornes d'une diode 58 au silicium qui permet une charge rapide du condensateur 56 pour les attaques brusques, associées avec une bonne régularisation dans des conditions permanentes. La tension aux bornes du condensateur 56 est appliquée directement à la grille du transistor à effet de champ 24.
La figure 7 est un schéma complet de l'expanseur complémentaire, mais une description détaillée n'est pas nécessaire car étant donné que le circuit est identique à celui de la figure 6, et par conséquent les valeurs des composants ne sont pas pour la plus grande partie indiquées-sur la figure 7.
Les différences entre les circuits des figures 6 et 7 sont les suivantes.
Sur la figure 7, l'autre circuit reçoit son signal d'entrée de la borne de sortie 16a, l'amplifica- teur 26a est inverseur et les signaux combinés par les résistances 14 et 18 sont appliqués à l'entrée (base) du transistor 12 à charge d'émetteur dont la sortie (émetteur) est reliée à la borne 16a. Pour assurer une basse impédance d'attaque, la borne d'entrée 10a est connectée
à la résistance 14 par un transistor 60 à charge d'émetteur. Des mesures appropriées doivent être prises pour éviter que le courant d'oscillation de polarisation soit reçu dans l'expanseur.
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le fait que le signal de sortie est prélevé à l'émetteur plutôt qu'au collecteur du second transistor PNP. Cette modification impose da passer la résistance 62 de 10 Kohm
(figure 6) du collecteur à l'émetteur (figure 6) ce qui offre automatiquement une impédance de sortie appropriée pour attaquer le limiteur. La résistance 50 est donc supprimée dans le circuit de la figure 7.
Il faut noter qu'il importe pour l'alignement d'un système de réduction de bruit complet de disposer de niveaux égaux du signal sur les émetteurs des transistors
<EMI ID=94.1> sure M sont donc connectées à ces émetteurs. La figure 8 représente un circuit préféré des- <EMI ID=95.1>
des figures 6 et 7. Quand le transistor à effet de champ
24 est bloqué, le second circuit RC 22 est inopérant et
le premier circuit RC 20 détermine la repense de l'autre circuit. Ce circuit perfectionné combine les avantages de phase résultant d'une seule section RC en condition de repos, avec la caractéristique d'atténuation de 12 dB par octave d'un filtre RC à deux sections en présence de signaux.
Dans un circuit pratique, utilisant des transistors à effet de champ MBF 104, la résistance 36a de 39 Kohm est nécessaire pour obtenir une impédance de source finie dans le fonctionnement du transistor à effet de champ. De cette manière, le taux de compression à toutes les. fréquences et niveaux et maintenu à un maximum de l'ordre de 2. La résistance 36a de 39 Kohm remplit la même fonction de limitation de taux de compression dans le cir-
<EMI ID=96.1> figures 6 ou 7. En outre, cette résistance présente un circuit à basse fréquence pour le signal.
Des modifications aux figures 6, 7 et 8 vont maintenant être expliquées. Comme cela a déjà été Indiqué, dans le premier mode pratique de réalisation de l'invention, le compresseur 4 et l'expanseur 6 de la figure 2 comportent des dispositifs du type représenté sur les figures 6, 7 et 8 avec des caractéristiques modifiées.
La modification de la fréquence de. coupure et l'abaissement du seuil sont obtenus respectivement en modifiant les caractéristiques des filtres fixes (filtres fixes 20 de la figure 6) et également le gain de l'amplificateur de commande, en modifiant ses caractéristiques de pré-accentuation
(circuit à constante de temps d'émetteur 52 de l'amplificateur 30 de la figure 6). Le seuil du suppresseur de surmodulations est.abaissé par l'application de polarisations continues-appropriées (dans le sens direct) aux diodes 28.
Les impédances du filtre variable (filtre variable 22 des figures 6 et 8) sont laissés généralement inchangés afin de conserver une adaptation. appropriée aux caractéristiques des éléments disponibles de circuit variable commandé par tension. Des modifications qui conviennent du circuit à bandes glissantes du type B des figures 6, 7 et 8 consis- <EMI ID=97.1>
dans. le filtre fixe 20 en une valeur de 18 Kohm pour abaisser de deux ou trois octaves la fréquence de coupure. Pour augmenter le gain de l'amplificateur de commande, la capacité du condensateur du circuit de constante de temps d'émetteur 52 de l'amplificateur 30 est augmentée de
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au silicium 28, réduisant ainsi de plusieurs décibels le niveau de suppression de surmodulation.
Le filtre variable 22 possède une caractéristique de passage de toutes les fréquences en réponse à
-la tension de commande au repos, et par conséquent, la coupure du filtre d'ensemble est abaissé de deux ou trois octaves. L'augmentation de la capacité du condensateur . dans le circuit d'émetteur de l'amplificateur de commande 30 augmente le gain de l'amplificateur à une fréquence donnée. Comme cela a été expliqué ci-dessus ainsi que dans le brevet des Etats-Unis d'Amérique US-PS Re 28 426 précité, quand la tension de commande (provenant de l'amplificateur 30, du redresseur 31 et du filtre 32) augmente, la fréquence de coupure du filtre RC variable 22 augmente.
Ainsi, avec de grandes valeurs de capacité dans le circuit 52, le filtre variable réagit en élevant la fréquence à partir de sa valeur de repos en réponse aux signaux du plus bas niveau, étageant ainsi la réponse au niveau ou le seuil par rapport à celui du circuit du type B non modifié.
La réponse au niveau peut être étagée de nombreuses. manières autres que de changer le circuit d'émetteur de l'amplificateur de commande. D'autres possibilités comprennent le changement de la polarisation de l'élément de commande, modifiant par ailleurs le gain de l'amplifi-
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du signal entre le circuit du filtre et le circuit de dérivation du signal de commande, et ainsi de suite.
Certains détails des circuits 6, 7 et 8 ont évolué au cours des années et des formes plus modernes du
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rence au circuit particulier décrit dans le brevet précité a pour but de faciliter la présentation.
La figure 9 représente une courbe réelle d'en- <EMI ID=103.1>
compression de deux compresseurs connectés en série, le premier étant modifié de la manière décrite ci-dessus; la réponse de l'expanseur est également représentée. Il y a lieu de la comparer avec la figure 10 (qui est. la figure
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gistrement graphique de la réponse au-dessous du seuil de compression d'un seul compresseur ou expanseur des figures 6, 7 et 8.
La figure 11 'est un enregistrement graphique de la réponse d'entrée/sortie des compresseurs en série, en fonction de la fréquence. L'examen des courbes de réponse montre les deux zones dynamiques des courbes indiquant. les deux régions étagées d' action. Bine que l'ob-
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pour démontrer l'effet étage des dispositifs, il est préférable en pratique que ces courbes soient aussi régulières que possible sans zone dynamique ou variations brusques notables. Les lignes parallèles A et B sont tracées à travers les régions seuil : la ligne A se rapporte au circuit standard. et la ligne B au circuit modifié. Il y a lieu
de comparer ces courbes avec la figure 12 (qui provient
du brevet précité) qui sont des courbes de réponse similaires pour un seul compresseur à bandes glissantes du type B non modifié. La figure 11 montre que le compresseur constitué par des dispositifs en série apporte une compression pratiquement double, distribuée sur une plus grande
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L'effet de bande variable des dispositifs en série à effets étages ressort des figures 13 et 14, montrant la réponse à une tonalité d'essai d'enregistreur sur bande des compresseurs connectés en série. Il y a lieu de les .comparer avec la figure 15 (qui est la figure 15 du brevet précité) qui est -un enregistrement graphique réel obtenu avec le circuit de la figure 6, incorporant la figure 8. L'effet de bande variable apparaît en traçant la réponse en fréquence du compresseur au moyen d'une tonalité d'essai
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presseur) en présence d'un signal de niveau élevé; la tonalité d'essai est détectée à la sortie du compresseur par un filtre de poursuite. Le signal de niveau élevé fait fonctionner les circuits du compresseur, la courbe montrant l'effet sur la fréquence de rétablissement du filtre.
La figure 13 montre la réponse pour une tonalité d'essai à -65 dB et des signaux à 200 Hz, à des niveaux allant de -28 dB et au-dessous, jusqu'à +10 dB. La figure <EMI ID=108.1> <EMI ID=109.1>
Dans un autre mode pratique de réalisation de l'invention, apportant de meilleures performances, le compresseur 2 et l'expanseur 8 de la figure 2 sont tous deux des modifications de dispositifs standards du type B. Les fréquences de coude des dispositifs en série' sont abaissés de deux octaves afin d'obtenir une caractéristique de réponse à bas niveau à croissance brusque . L'étalement d'effet dynamique est apporté en diminuant les seuils (à la fois la suppression syllabique et de surmodulations) du second dispositif (dans le mode de compression).
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vention est que les réponses en fréquences des circuits individuels sont combinées. Si la caractéristique de réduction de bruit de croissance la plus brusque est souhai-
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à bas niveau (au repos).
Par conséquent, dans le présent mode de réalisation, le choix de caractéristiques identiques des fil-
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type B standard conduit à une caractéristique qui augmente rapidement au-dessus de 300 Hz environ. Ainsi, le système devient susceptible d'apporter une réduction substantielle des bruits dans la plage critique de 300 Hz à 2 KHz. région dans laquelle le bruit de bande peut se discerner a- <EMI ID=114.1>
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gligeable au-dessous de 300 Hz. environ. En n'apportant
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fondamentales de signaux et améliore la complémentarité dans des enregistreurs sur bandes pratiques qui peuvent introduire par exemple des erreurs de réponses en fréquences résultant de sauts de tête et autres. En outre, en évitant la compression des signaux à basse fréquence, la compatibilité de l'ensemble est améliorée car l'accentuation des signaux à basse fréquence produirait un ronflement gênant et une accentuation des basses lorsque des bandes codées sont lues su: des dispositifs ne comprenant pas d'expanseurs complémentaires.
Pour en revenir aux figures 6 et 8, dans les deux dispositifs en série du présent mode pratique de réalisation, la résistance du filtre fixe 20 est passée de 3,3 Kohm à 13 Kohm, ce qui entraîne une diminution
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inférieure des filtres 20 et 22, jusqu'à environ 375 Hz.
Dans le second dispositif, la capacité du condensateur dans le circuit d'émetteur 52 de l'amplificateur de commande 30 est augmentée dans un rapport d'environ 4 comme dans le précédent mode de réalisation. Il en résulte un étagement des niveaux seuil d'environ 10 à 15 dB (en fonction du niveau et de la fréquence du signal). Une polarisation appropriée est appliquée au circuit 28 de limiteur à diodes pour abaisser le niveau de suppression de surmodulations.
Selon une modification du dernier mode de réalisation décrit, la capacité du condensateur 34 du filtre 22 peut être augmentée jusqu'à 0,01 uF afin d'améliorer la constance des caractériztiques d'une unité à l'autre, et d'améliorer les caractéristiques de modulation par les bruits. Dans ce cas, en raison des constantes de temps pratiquement égales du filtre fixe 20 et du filtre variable 22, la disposition est équivalente à celle d'un filtre variable unipolaire et le filtre fixe peut être éliminé. Dans ce cas, la résistance 36a (dont la valeur est 47 Kohm dans les formes modernes de circuit du type B) est placée en dérivation sur le circuit sourcedrain du transistor à effet de champ 24 afin d'obtenir une fréquence de coude au repos d'environ 375 Hz.
Il est cependant souhaitable de maintenir le filtre fixe dans le circuit de niveau haut de manière que le circuit puisse être commùté afin de fonctionner lui-même comme un circuit standard du type B.
En pratique, un appareil du grand public comportant les dispositifs perfectionnés décrits ci-dessus sont compatibles avec le logiciel existant, non codé et codé du type B (par exemple des bandes magnétiques et
des diffusions en modulation de fréquence). Lea appareils perfectionnés comportent un dispositif standard du type 3 et par conséquent, ils peuvent âtre commutés pour fonc-
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type B. Par ailleurs, quand des bandes magnétiques enregistrées sont disponibles, codées selon ce système perfectionné, des appareils existants du type B peuvent faire apparaître des informations excessives à haute fréquence ou "de brillance" qui peuvent être traitées en réglant la commande de tonalité à haute fréquence de la même manière que des appareils non équipés traitent actuellement le logiciel codé du type B.
Le circuit normal du type B décrit dans le brevet US Re 28426 possède un taux de compression maximal d'environ 2:1. Ce taux de compression s'est avéré un bon choix pratique pour les systèmes compresseurs-expanseurs
à bande-cassette grand public. Dans les circuits connectés en série des modes de réalisation décrits plus haut, chaque circuit retient un taux de compression maximal d'environ 2:1, et le taux de compression maximal sur toute la combinaison des circuits série est d'environ 2:1 pour la plupart des niveaux de signal et fréquences d'entrée. Toutefois, dans la réalisation pratique, il est difficile d'éviter des taux quelque peu plus élevés, tels 2,5:1
dans une petite gamme de niveaux et fréquences- Ceci peut être -toléré si le taux de compression n'est pas plus qu'environ 2,5:1 (en environ 1 à 1,25 fois celui de chaque circuit), et si la gamme de niveaux et fréquences intéressés n'est pas large.
Un autre mode particulier de réalisation de l'invention décrit en regard de la figure 2 comporte un compresseur et un expanseur sous la forme d'un dispositif à bandes séparées, comme le décrivent les brevets des Etats-Unis d'Amérique US-PS 3 846 719 et US-PS
3 903 485, l'autre compresseur et l'autre expanseur étant des dispositifs à bandes glissantes. Un dispositif à bandes séparées ou à plusieurs bandes qui convient est décrit dans le "Journal of the Audio Engineering Society", volume 15, No. 4, octobre 1967, pages 383 à 388. Des dispositifs à bandes séparées avec les paramètres décrits
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de dispositifs du type A.
Dans un mode pratique de réalisation, un compresseur du type A reçoit un signal d'entrée constant et attaque à sa sortie un dispositif à bande glissante adapté spécialement. Il est plus avantageux de disposer le dispositif de type A de manière à recevoir un signal d'entrée non traité car il est conçu pour traiter un signal d'entrée constant. Le fait de placer en premier le dispositif à bande glissante apporte un inconvénient de changer le signal d'entrée constant en une forme qui convient moins à l'entrée du dispositif du type A. A la reproduction, l'expanseur à bande glissante reçoit le signal de canal N, le traite et l'applique à l'expanseur de type A.
La figure 16 représente des courbes similaires à celles de la figure 9 pour la réponse aux signaux de niveau. bas d'un compresseur de type A seul, le compresseur à bande glissante seul et la réponse combinée du compresseur. Les courbes de réponse à l'expansion sont complémentaires, comme selon la figure 9. Le dispositif du .type A apporte une compression de 10 dB jusqu'à environ 5 KHz, et .au-dessus, l'augmentation de niveau croît progressivement jusqu'à 15 dB à 15 KHz. Il est tiré profit de cette réponse croissante de la caractéristique du type A pour dé� �
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fréquences élevées (voir la partie à haute fréquence de la courbe à "bande glissante" sur la figure 16); cela est avantageux en ce qui concerne la réduction des effets des incertitudes de réponse du canal à haute fréquence, comme cela sera expliqué plus en détail ci-après. Ainsi, la çourbe de réponse combinée croit progressivement jus-
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environ 14 KHz, puis elle décroît. Le dispositif à bande glissante est réalisé pour comporter des seuils de fonctionnement et des zones résultantes d'effet dynamique
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La figure 17 représente une série de courbes de réponse à des niveaux différents pour les compresseurs en série du type A et à bande glissante- Ces courbes présentent le même type d'informations que sur la figure 11.
La région hachurée C indique généralement les régions dy-
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la région hachurée D correspond à l'action du dispositif à bande glissante. Cette disposition conduit à un taux maximal de compression, qui, à tous niveaux et toutes fréquences ne dépasse pas environ 2:1 et elle est par conséquent relativement exempte des effets d'amplification d'erreurs dans les canaux pratiques d'enregistrement sur bande magnétique.
Il est bien entendu qu'à titre d'exemple, un dispositif standard du type A est connecté en série avec un dispositif spécial à. bande glissante. Mais en principe, le dispositif du type A peut être modifié pour décaler ces zones d'effet dynamique de manière à obtenir la meilleure adaptation aux zones d'effet du dispositif à bande glis-
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Les valeurs précises d'étagement ou de décalage nécessaire dans cette configuration et dans d'au-
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le traitement du signal. Le but de l'étagement des zones.
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groupement des courbes de réponse. Ce groupement est une groupement des courbes de réponse. Ce groupement est une indication de taux élevés de compression ou d'expansion.
.Par exemple, la figure 18 montre un groupement excessif, c'est-à-dire qu'à certaines fréquences et niveaux, un changement du niveau d'entrée de 10 dB entraîne un changement <EMI ID=128.1>
optimale, avec un étagement approprié, un rapport de 2:1 n'est jamais beaucoup dépassé dans un compresseur-expanseur à cassette sur la majeure partie de la gamme de niveaux et fréquences. Dans d'autres types de systèmes de transmission, des taux de compression plus élevés peuvent être acceptables.
REVENDICATIONS
1) Dispositif destiné à modifier la plage dynamique d'un signal d'entrée, caractérisé par le fait qu'il comprend un premier circuit (2, 6) avec une caractéristique bi-linéaire constituée par une partie de bas niveau
de gain pratiquement constant jusqu'à un seuil, une partie de niveau intermédiaire au-dessus du seuil, avec un gain variable introduisant un taux maximal de compression ou d'expansion, et une partie de haut niveau de gain pratiquement constant, différent du gain de la partie de bas niveau, et un second circuit (4, 8) qui possède.aussi une caractéristique bi-linéaire dans une plage de fréquences
-commune aux circuits, les parties de niveaux intermédiaires des caractéristiques des circuits étant étagées dans une plage de fréquences commune aux circuits de manière à produire un changement de gain dans une plus large plage de niveaux intermédiaires d'entrée que pour chacun des circuits individuellement et une différence accrue entre les gains des niveaux d'entrée inférieurs ou supérieurs,
mais avec un taux maximal de compression ou d'expansion qui n'est pratiquement pas supérieur à celui d'un seul circuit grâce à l'étagement.