NO157299B

NO157299B - PROCEDURE FOR THE PREPARATION OF ETHYLENE POLYMERS AND ETHYLENE-ALFA-OLEFIN COPOLYMERS WITH WIDE MOLECULE WEIGHT DISTRIBUTION AND PLANT FOR USE BY THE PROCEDURE.

Info

Publication number: NO157299B
Application number: NO794291A
Authority: NO
Inventors: Jean-Pierre Machon; Pierre Durand
Original assignee: Charbonnages Ste Chimique
Priority date: 1978-12-28
Filing date: 1979-12-27
Publication date: 1987-11-16
Also published as: MX152348A; ES487316A0; DE2964395D1; FR2445343A1; CS216518B2; JPS6217603B2; ES8100805A1; ES8200706A1; ATE2083T1; BR7908524A; EP0013246B1; NO157299C; PT70555A; CA1147499A; FR2445343B1; JPS55112206A; ES495052A0; NO794291L; EP0013246A1

Abstract

1. A manufacturing process for ethylene polymers with a melt index between 0.1 and 2 and a polydispersity index exceeding 10, by polymerizing ethylene in the presence of a catalytic system comprising at least one halogenated compound of a transition metal and at least one activator selected from the hydrides and the organo-metallic compounds of the metals of groups I through III of the periodic table, in a set of two reactors operating under different temperature and pressure conditions, characterized in that the first reactor operates at a pressure between 800 and 2,000 bars and at a temperature between 160 degrees C and 260 degrees C and the second reactor operates at a pressure between 300 and 600 bars and at a temperature between 240 degrees C and 340 degrees C, the ethylene polymerization taking place in each of said reactors in the total absence of hydrogen and the flow of ethylene feeding the second reactor representing from 17 to 69% of the total ethylene flow.

Description

Strømkretsanordning innrettet til å redusere forvrengning forårsaket Circuit arrangement adapted to reduce distortion caused

av en demodulator for frekvensmodulerte signaler for telegrafi- og dataoverføring." of a demodulator for frequency modulated signals for telegraphy and data transmission."

Systemer som anvender telefonibåndet for Systems that use the telephony band for

datatransmisjon med frekvensmodulasjon er be-heftet med ulemper under drift på grunn av at data transmission with frequency modulation is fraught with disadvantages during operation due to the fact that

forholdet mellom bærefrekvensen og trans-misjonshastigheten bare er litt større enn én. the ratio of the carrier frequency to the transmission rate is only slightly greater than one.

Ifølge de rekommandasjoner som er gitt i According to the recommendations given in

publikasjoner fra CCITT har eksempelvis i tilfelle av en transmisjonshastighet på 1200 baud, publications from the CCITT have, for example, in the case of a transmission speed of 1200 baud,

bærefrekvensen en verdi av 1700 ±400 Hz, av-hengig av polariteten av det modulerte signal, the carrier frequency a value of 1700 ±400 Hz, depending on the polarity of the modulated signal,

1700 1700

og det ovennevnte forhold blir 1200 = 1,42. and the above ratio becomes 1200 = 1.42.

For å overvinne denne vanskelighet er det To overcome this difficulty it is

kjent visse demoduleringsmetoder som baseres known certain demodulation methods which are based

på utnyttelse av tidsintervallet mellom de to on utilization of the time interval between the two

etterfølgende øyeblikk i hvilke bærefrekvensen subsequent moments in which the carrier frequency

eller-strømmen krysser O-linjen. or current crosses the O line.

Med betegnelsene fl og f2 (f2>fl) skal forståes de verdier av bærefrekvensen som svarer The designations fl and f2 (f2>fl) are to be understood as the corresponding values of the carrier frequency

til den. positive og den negative polaritet av det to it. positive and the negative polarity of it

fl + f2 fl + f2

modulerte signal, med f0 = — <f2> som mid-z modulated signal, with f0 = — <f2> as mid-z

melverdien av disse to frekvenser. Så lenge polariteten av det modulerende signal er positiv, er bærefrekvensen fl og den etterfølgende null-Tl gjennomgang bestemt ved en avstand——, hvor Tl = (i virkeligheten er det en nullgjen-nomgang for hver halvperiode). På analog måte sees det at hvis det modulerende signals polaritet er negativ, blir bærefrekvensen f2 og den følgende krysning av 0-linjen for bæresigna-T2 the mean value of these two frequencies. As long as the polarity of the modulating signal is positive, the carrier frequency fl and the subsequent zero-Tl crossing are determined by a distance——, where Tl = (in reality there is a zero-crossing for each half period). Analogously, it is seen that if the polarity of the modulating signal is negative, the carrier frequency becomes f2 and the following crossing of the 0 line of the carrier signal becomes T2

lets strøm bestemt ved en avstand——, hvor lets current determined at a distance——, where

T2 ==_L-Av dette fremgår det at man kan re-Ia produsere det modulerende signal hvis man bare T2 ==_L-From this it appears that one can re-Ia produce the modulating signal if one only

Tl T2 vet at de forannevnte avstander er—— å eller—— A Tl T2 knows that the aforementioned distances are—— å or—— A

I praksis blir det positive (negative) tegn til-forordnet det demodulerte signal hvis inter-vallene mellom de følgende nullgj ennomganger , . „ . Tl + T2 In practice, the positive (negative) sign is assigned to the demodulated signal if the intervals between the following zero crossings , . „ . Tl + T2

er større (mindre) enn is greater (less) than

4 4

Vanligvis er det ingen nær forbindelse mellom frekvensene fl og f2 og modulasjonshastig-heten, og følgelig vil det modulerende signal på sendersiden gå over fra positiv polaritet til negativ polaritet eller motsatt, i øyeblikk som vanligvis ikke faller sammen med de øyeblikk i hvilke bærefrekvenssignalet passerer gjennom null. På mottakersiden kan det tvert imot bemerkes at polaritetsendringen bare skjer i de øyeblikk da nullgj ennomgangen finner sted. Følgelig er den tid som går mellom en polaritetsendring på sendersiden og den tilsvarende endring på mottakersiden, % ± At, hvor t er systemets over-føringsforsinkelse og At i gjennomsnitt er lik Tl + T2 Generally, there is no close connection between the frequencies f1 and f2 and the modulation rate, and consequently the modulating signal on the transmitter side will change from positive polarity to negative polarity or vice versa, at moments which do not usually coincide with the moments in which the carrier frequency signal passes through zero. On the receiving side, on the contrary, it can be noted that the polarity change only occurs at the moments when the zero crossing takes place. Consequently, the time that elapses between a polarity change on the transmitter side and the corresponding change on the receiver side is % ± At, where t is the system transmission delay and At averages equal to Tl + T2

8 8

Dette bevirker en irregulær telegrafiforvrengning på omkring ± 18,7 pst., i tilfelle av denne systemtype konstruert i henhold til de forannevnte regler fra CCITT. This causes an irregular telegraphy distortion of about ± 18.7 percent, in the case of this type of system constructed according to the aforementioned rules from CCITT.

Denne oppfinnelse angår et system som for-dobler antallet av øyeblikk i hvilke frekvensen bestemmes, og derfor blir den ovennevnte tele-grafiske forvrenging halvert, idet dette system også bruker de samme frekvenser fl og f2 og den samme modulasjonshastighet som i det ovennevnte tilfelle. This invention relates to a system which doubles the number of moments in which the frequency is determined, and therefore the above-mentioned telegraphic distortion is halved, as this system also uses the same frequencies f1 and f2 and the same modulation speed as in the above-mentioned case.

Nærmere bestemt angår således denne oppfinnelse en strømkretsanordning innrettet til å redusere forvrengning forårsaket av en demodulator for frekvensmodulerte signaler for telegrafi- og dataoverføring, basert på bestemmelse av null-gjennomganger av bærefrekvensen. Det nye og særegne ved strømkretsanord-ningen ifølge oppfinnelsen er at det mottatte signal blir ført parallelt til to faseforskyvningsnettverk av all-pass-typen, som er slik utformet at de signaler som blir avgitt fra faseforskyv-ningsnettverkene adskiller seg i fase med 90° i hele det frekvensbånd som omfattes av over-føringen, at korte pulser som angir null-gjennomgangene blir tilveiebragt fra de signaler som blir avgitt fra hvert faseforskyvningsnettverk, f. eks. ved hjelp av en klippekrets og en diffe-rensieringskrets, ■ hvoretter de således oppnådde pulser blir blandet i en blandekrets for på en ledning å frembringe et utgangssignal bestående av en rekke pulser méd en frekvens som er to ganger større en frekvensen av det nevnte mottatte signal:- More specifically, this invention thus relates to a circuit device adapted to reduce distortion caused by a demodulator for frequency modulated signals for telegraphy and data transmission, based on the determination of zero crossings of the carrier frequency. The new and distinctive feature of the circuit device according to the invention is that the received signal is fed in parallel to two phase shift networks of the all-pass type, which are designed in such a way that the signals emitted from the phase shift networks differ in phase by 90° in the entire frequency band covered by the transmission, that short pulses indicating the zero crossings are provided from the signals emitted from each phase shift network, e.g. by means of a clipping circuit and a differentiating circuit, ■ after which the thus obtained pulses are mixed in a mixing circuit to produce on a wire an output signal consisting of a series of pulses with a frequency that is twice the frequency of the said received signal :-

På tegningene skal det vises en praktisk utførelse for oppfinnelsen, som ikke på noen måte- er begrenset til en slik utførelse. Fig. 1 viser et; arrangement i henhold til oppfinnelsen hvor signalet føres til n = 2 for-skyvningsnettvérk samtidig. ' Fig. 2 viser faseforholdet mellom de to signaler som .kommer fra de to forskyvhingsnett— verk på fig. 1., Fig. 3 viser henholdsvis på diagrammet 3a og 3b, bølgeformene ved utgangen av de to klippekretser på fig. 1. Fig. 4 viser henholdsvis på diagrammet 4a og 4b, pulsene ved utgangen av de to differen-sieringsnettverk på fig. 1. Fig. 5 viser de pulser som kommer fra blan-deren på fig. 1. Fig. 6 viser pulsene på fig. 5 etter like-retning. The drawings shall show a practical embodiment of the invention, which is in no way limited to such an embodiment. Fig. 1 shows a; arrangement according to the invention where the signal is fed to n = 2 displacement networks at the same time. Fig. 2 shows the phase relationship between the two signals that come from the two shift hinge networks in fig. 1., Fig. 3 shows, respectively, on diagrams 3a and 3b, the waveforms at the output of the two clipping circuits on fig. 1. Fig. 4 shows, respectively, in diagrams 4a and 4b, the pulses at the output of the two differentiation networks in fig. 1. Fig. 5 shows the pulses that come from the mixer in fig. 1. Fig. 6 shows the pulses in fig. 5 in the same direction.

Det fremgår av fig. 1, som viser et utfør-elseseksempel for oppfinnelsen, at det mottatte signal som er et frekvensmodulert sinussignal, samtidig blir ført til to faseforskyvningsnettverk Pl og P2, som begge er av all-pass-typen, dvs. som overfører alle frekvenser, og som er konstruert slik at de to utgangssignaler har en faseforskyvning i området mellom 90° + 8 og 90° — e for alle frekvenser i det overførte frekvensbånd. Faseforholdet mellom disse to signaler er vist på fig. 2. Tallet e velges slik at den telegrafiforvrengning som skyldes dette (tallet e) tilstedeværelse, holdes innenfor de til-latte grenser. Dette skal forklares bedre i det følgende. It appears from fig. 1, which shows an embodiment of the invention, that the received signal, which is a frequency-modulated sine signal, is simultaneously fed to two phase shift networks P1 and P2, both of which are of the all-pass type, i.e. which transmit all frequencies, and which is constructed so that the two output signals have a phase shift in the range between 90° + 8 and 90° — e for all frequencies in the transmitted frequency band. The phase relationship between these two signals is shown in fig. 2. The number e is chosen so that the telegraphic distortion due to this (the number e) presence is kept within the permitted limits. This will be explained better in the following.

Når det gj elder overføringens båndbredde, When it comes to transmission bandwidth,

400 400

er modulasjonsindeksen n lav (n = —— — <0,>67) is the modulation index n low (n = —— — <0,>67)

600 600

i det ovenfor beskrevne tilfelle av en transmisjonshastighet på 1200 baud, og det kan an-tas at båndet strekker seg mellom 1700 — 600 = 1000 Hz og 1700 + 600 = 2300 Hz, fordi i dette tilfelle består det frekvensspektrum som utgjør den modulerte bølge, i det vesentlige av bære-bølgen og de to tilstøtende frekvenser ved in the case described above of a transmission speed of 1200 baud, and it can be assumed that the band extends between 1700 — 600 = 1000 Hz and 1700 + 600 = 2300 Hz, because in this case the frequency spectrum that makes up the modulated wave consists essentially of the carrier wave and the two adjacent frequencies at

± 600 Hz. På fig. 1 vil det videre sees at de ± 600 Hz. In fig. 1 it will further be seen that they

signaler som kommer ut fra de to faseforskyvningsnettverk, blir forsterket og begrenset, henholdsvis i de to klippekretser LI og L2, som av-stedkommer to firkantbølger som sees på fig. 3. signals coming out of the two phase shift networks are amplified and limited, respectively, in the two clipping circuits L1 and L2, which give rise to two square waves seen in fig. 3.

I sin tur blir disse firkantbølger differensiert i In turn, these square waves are differentiated in

differensieringskretsene Dl og D2 som frembringer de pulser som er vist på fig. 4. Utgangene fra kretsene Dl og D2 blir blandet i blande-kretsen M som leverer de pulser som er vist på fig. 5. Til slutt vil en liker etter kr ets R bevirke at polariteten av alle disse pulser blir den samme, slik det fremgår av fig. 6. Den der viste bølge-form kan påtrykkes en konvensjonell krets som velger polariteten av det demodulerte signal på grunnlag av tidsintervallet som adskiller de en-kelte pulser. Det vil forståes at dette intervall mellom etterfølgende pulser avhenger også av det forannevnte tall e. I virkeligheten vil den variasjon av tidsintervallene mellom etterføl-T0 gende pulser som skyldes e (i grader) være — the differentiating circuits D1 and D2 which produce the pulses shown in fig. 4. The outputs from the circuits D1 and D2 are mixed in the mixing circuit M which delivers the pulses shown in fig. 5. Finally, a like after kr ets R will cause the polarity of all these pulses to be the same, as can be seen from fig. 6. The waveform shown there can be applied to a conventional circuit which selects the polarity of the demodulated signal on the basis of the time interval separating the individual pulses. It will be understood that this interval between successive pulses also depends on the aforementioned number e. In reality, the variation of the time intervals between successive T0 pulses due to e (in degrees) will be —

e 1 and 1

—, hvor TO = — - og den resulterende telegrafiforvrengning i prosent i tilfelle av en transmi-T0 e sjonshastighet på 1200 baud blir 100 : 4 „90 —, where TO = — - and the resulting telegraphy distortion in percent in the case of a transmission rate of 1200 baud becomes 100 : 4 „ 90

1200 ^ 333 • TO e. For den modus som anvender de karakteristiske frekvenser som anbefales av CCITT, som nevnt ovenfor, er forvrengningen 1200 ^ 333 • TO e. For the mode using the characteristic frequencies recommended by the CCITT, as mentioned above, the distortion is

333 • e 1700 ~ 0,2 ' 6 Tallet £ velSes slik at den relative telegrafiforvrengning kommer til å ligge innenfor de oppsatte grenser. 333 • e 1700 ~ 0.2 ' 6 The number £ is chosen so that the relative telegraphic distortion will lie within the set limits.

En annen mulighet er at den samme bølge-form driver en bistabil krets, som på denne måte frembringer en firkantbølge som, bortsett fra den feil som skyldes den forannevnte størrelse e, nøyaktig svarer til den bølge som ville bli opp-nådd ved klipning av en frekvensmodulert sinus-strøm ved hvilken frekvensene fl og f2 henholdsvis blir 2fl og 2f2. I dette tilfelle blir for-2fl + 2f2 holdet mellom og modulasjonshastig-heten fordoblet, og det kan være fordelaktig å anvende en frekvens-normal-demodulator av lineær type. Another possibility is that the same waveform drives a bistable circuit, which in this way produces a square wave which, apart from the error due to the aforementioned quantity e, exactly corresponds to the wave that would be obtained by clipping a frequency modulated sine current at which the frequencies fl and f2 respectively become 2fl and 2f2. In this case, the ratio 2fl + 2f2 and the modulation speed is doubled, and it can be advantageous to use a frequency-normal demodulator of the linear type.

Begrensningen til to faseforskyvningsnettverk i systemet er gitt av økonomiske grunner og også fordi den nåværende teknikk medfører vanskeligheter av praktisk eller konstruktiv art. The limitation to two phase shift networks in the system is given for economic reasons and also because the current technique entails difficulties of a practical or constructive nature.

Hvis det fantes egnede faseforskyvningsnettverk tilgjengelig, kunne antallet av nettverk være n>2, som hvert ville gl en faseforskyvning If suitable phase shift networks were available, the number of networks could be n>2, each of which would gl a phase shift

180° 180°

i forhold til det foregående nettverk. in relation to the preceding network.

I et slikt arrangement ville systemets spesielle forvrengning bli n>2 ganger mindre. In such an arrangement, the special distortion of the system would be n>2 times smaller.

Claims

Circuit device adapted to reduce distortion caused by a demodulator for frequency-modulated signals for telegraphy and data transmission, based on the determination of zero crossings of the carrier frequency, characterized in that the received signal is fed in parallel to two phase shift networks (P1, P2) of all-pass the type, which is designed in such a way that the signals emitted from the phase shift networks differ in phase by 90° throughout the frequency band covered by the transmission, that short pulses indicating the zero crossings are provided from the signals emitted from each phase shift network, e.g. by means of a clipping circuit (LI, L2) and a differentiating circuit (D1, D2), after which the thus obtained pulses are mixed in a mixing circuit (M) to produce on a wire an output signal consisting of a series of pulses with a frequency which is twice the frequency of said received signal.