NO133984B

NO133984B -

Info

Publication number: NO133984B
Application number: NO17972A
Authority: NO
Inventors: W L Konrad; M A Chramiec
Original assignee: Raytheon Co
Priority date: 1971-02-01
Filing date: 1972-01-25
Publication date: 1976-04-20
Also published as: JPS5328784B1; FR2124285B1; GB1360901A; FR2124285A1; DE2204028A1; IT949657B; NL7201109A; ES399340A1; SE377385B; NO133984C; DE2204028B2; NL160656C; AU3766472A; AU459096B2; CA950105A; DE2204028C3; BE778760A; NL160656B

Description

Foreliggende oppfinnelse angår et system til overføring The present invention relates to a system for transmission

av data gjennom et ulineært medium ved gjennom et felles område av mediet å sende ut to signaler med forskjellige frekvenser. of data through a non-linear medium by sending out two signals with different frequencies through a common area of the medium.

Et slikt system kan særlig finne anvendelse ved akustisk under-søkelse av havbunnen for lokalisering av undersjøiske lag og begravede gjenstander, såsom rør. Such a system can particularly find application in acoustic examination of the seabed for locating underwater layers and buried objects, such as pipes.

Undersøkelse eller inspeksjon av havbunnen til lokalisering av undersjøiske lag og begravede gjenstander har hittil vært særlig vans-kelig som følge av at det til frembringelse av smale strålebunter med høy oppløsning kreves akustisk stråling med høy frekvens, og det særlige forhold at slike høye frekvenser enten blir helt tilbakekastet fra den første grenseflate mellom vannet og undersjøiske lag, såsom sand og grus på havbunnen, eller også dempet hurtig ved vandring gjennom slike lag. På denne måte kan det derfor kun fåes få, hvis overhodet noen, data med høy oppløsning vedrørende underbunnslag eller begravede gjenstander. Akustisk stråling med lav frekvens vil derimot lett trenge gjennom underbunnslag med tilstrekkelig energi til tilbakekasting fra skjulte gjenstander, såsom begravede rør. Ved anvendelse av slik lavfrekvent akustisk stråling oppstår det imidlertid det problem at det som regel vil være ugjennomførlig å komme frem til en transduktor som har den tilstrekkelige fysiske størrelse til å frembringe en stråle med så smal strålevidde at det kan foretas havbunnsundersøkelser med høy oppløsning. Investigation or inspection of the seabed to locate underwater layers and buried objects has so far been particularly difficult as a result of the fact that high-frequency acoustic radiation is required to produce narrow beam beams with high resolution, and the special fact that such high frequencies are either completely thrown back from the first interface between the water and underwater layers, such as sand and gravel on the seabed, or also quickly attenuated when traveling through such layers. In this way, only few, if any, high-resolution data can be obtained regarding subsoil layers or buried objects. Low-frequency acoustic radiation, on the other hand, will easily penetrate subsoil layers with sufficient energy to be reflected from hidden objects, such as buried pipes. When using such low-frequency acoustic radiation, however, the problem arises that it will usually be impracticable to arrive at a transducer that has a sufficient physical size to produce a beam with such a narrow beam width that high-resolution seabed surveys can be carried out.

Formålet med oppfinnelsen er å komme frem til et system til overføring av data gjennom et ulineært medium, ved hvilket system det kan oppnås stor oppløsningsevne ved anvendelse av en sender med forholdsvis liten utstrekning. The purpose of the invention is to arrive at a system for transmitting data through a non-linear medium, with which system a high resolution can be achieved by using a transmitter with a relatively small range.

Dette er oppnådd ved at systemet er utformet som angitt i karakteristikken til hovedkravet. This has been achieved by the system being designed as stated in the characteristics of the main requirement.

Ifølge oppfinnelsen er signalbølgelengden valgt slik According to the invention, the signal wavelength is chosen as follows

i forhold til det ulineære mediums utstrekning at det frembringes en smal stråle lavfrekvent strålingsenergi under anvendelse av en transduktor eller utstrålingsantenne for høy frekvens med forholdsvis små dimensjoner. Transduktoren mates med energi ved en første og en annen høy frekvens. Transduktoren vil da den er lineær, sende ut omtrent likt dimensjonerte stråler med høy-frekvensenergi, der den ene av disse stråler har en retningskarakteristikk svarende til bølgelengden ved den første høye in relation to the extent of the nonlinear medium, that a narrow beam of low-frequency radiation energy is produced using a transducer or radiation antenna for high frequency with relatively small dimensions. The transducer is fed with energy at a first and a second high frequency. As the transducer is linear, it will send out roughly equally sized beams with high-frequency energy, where one of these beams has a directional characteristic corresponding to the wavelength at the first high

frekvens og den annen stråle har en retningskarakteristikk svarende til bølgelengden ved den annen høye frekvens. De to stråler brer seg ut gjennom et ikke-lineært medium, i dette tilfelle som to stråler med akustisk energi, som gjennomløper et område i havvannet og vekselvirker til frembringelse av energi som stråler ut fra vekselvirkningsområdet med en frekvens som er lik forskjellen mellom de to høye sekvenser. Det antas at vekselvirkningsområdet, som er langt større enn transduktoren, er i stand til å danne en snever strålebunt som følge av områdets forholdsvis store stør-relse i sammenlikning med bølgelengden for den lavfrekvente stråling. Det fremkommer således en snever lavfrekvent stråle av akustisk stråling som trenger ned gjennom havbunnen og er i stand til å ta ut data med høy oppløsning vedrørende underbunnslag og begravede gjenstander, som lydbølgene treffer. Reflektert ut-stråling fra slike gjenstander mottas av et passende organ såsom en hydrofon, og vises på et bilde svarende til det man får i et sonar-system, i form av en grafisk gjengivelse av havbunnen og i denne begravede eller skjulte gjenstander. frequency and the second beam has a directional characteristic corresponding to the wavelength at the second high frequency. The two beams propagate through a non-linear medium, in this case as two beams of acoustic energy, which traverse an area of the seawater and interact to produce energy that radiates from the interaction area at a frequency equal to the difference between the two high sequences. It is assumed that the interaction area, which is far larger than the transducer, is capable of forming a narrow beam bundle as a result of the area's relatively large size compared to the wavelength of the low-frequency radiation. A narrow low-frequency beam of acoustic radiation is thus produced which penetrates down through the seabed and is capable of extracting high-resolution data regarding sub-bed layers and buried objects, which the sound waves hit. Reflected radiation from such objects is received by a suitable organ such as a hydrophone, and is displayed on an image similar to that obtained in a sonar system, in the form of a graphic rendering of the seabed and buried or hidden objects therein.

Oppfinnelsen er kjennetegnet ved de i kravene gjengitte trekk og vil bli forklart nærmere i det følgende under henvis-ning til tegningene der: Fig. 1 skjematisk viser et skip utstyrt med et apparat ifølge oppfinnelsen til samling av data vedrørende havbunnen, The invention is characterized by the features reproduced in the claims and will be explained in more detail in the following with reference to the drawings in which: Fig. 1 schematically shows a ship equipped with an apparatus according to the invention for collecting data relating to the seabed,

fig. 2 viser et blokkdiagram for et apparat ifølge oppfinnelsen, fig. 2 shows a block diagram of an apparatus according to the invention,

fig. 3 viser en typisk gjengivelse av en havbunnsprofil opptatt med et sonar-system utført ifølge oppfinnelsen, fig. 3 shows a typical rendering of a seabed profile taken with a sonar system carried out according to the invention,

fig. 4 viser et detaljert blokkdiagram for en i fig. 4 shows a detailed block diagram for an i

systemet ifølge oppfinnelsen anvendt mottaker og korrelator, mens fig. 5 viser et blokkdiagram for en annen utførelsesform. the system according to the invention used receiver and correlator, while fig. 5 shows a block diagram of another embodiment.

På fig. 1 er det vist skjematisk et kommunikasjons-system 10 som anvender et ikke-lineært medium 12, i dette tilfelle, havvannet, til omsetning av strålingsenergi ved forholdsvis høye frekvenser, som antydet med piler 14, til strålingsenergi ved lav frekvens, antydet med piler 16. Et skip 18 har en med punkterte linjer vist signalgenerator 20, en sendertransduktor 22 til utsendelse av høyfrekvensenergi i vannet 12 og en mottakertransduk-tor 24 til mottaking av lavfrekvent energi som reflekteres fra underbunnslag eller fra gjenstander, såsom et rør 26 som er begravet i den lagdelte havbunn 28. En gjengiverenhet 30, som sees gjennom et vindu i broen på skipet 18, viser en synlig gjengivelse av akustiske signaler som reflekteres fra de forskjellige vann-lag 32A og 32B i havet 32, grenseflaten 34 mellom havvanet 32 og havbunnen 28, havdyr 36 og spesielt røret 26. Gjengivelsen kan også vise underbunnslag til bruk ved geologiske undersøkelser. Skipets posisjon kan bestemmes ved kjente midler, såsom et treg-hetsnavigasjonssystem eller, som vist på figuren, ved hjelp av et antall stasjoner 38 på kysten 40 som sender og mottar signaler til og fra skipets antenne 4 2 til bruk i en trianguleringsprosess der posisjonen av skipet 18 til stadighet overvåkes. Denne posi-sjons inf ormas jon anvendes på kjent måte i gjengiveren 30 til dannelse av et kart over havbunnen 28 og til avsetning av et bilde av røret 26. In fig. 1 shows schematically a communication system 10 which uses a non-linear medium 12, in this case, sea water, to convert radiation energy at relatively high frequencies, as indicated by arrows 14, into radiation energy at low frequency, indicated by arrows 16 A ship 18 has a signal generator 20 shown in dotted lines, a transmitter transducer 22 for sending out high-frequency energy into the water 12 and a receiver transducer 24 for receiving low-frequency energy that is reflected from the subsoil or from objects, such as a pipe 26 buried in the layered seabed 28. A rendering unit 30, which is seen through a window in the bridge of the ship 18, shows a visible reproduction of acoustic signals that are reflected from the different water layers 32A and 32B in the sea 32, the interface 34 between the seabed 32 and the seabed 28 , sea animals 36 and especially the pipe 26. The rendering can also show sub-bed layers for use in geological surveys. The ship's position can be determined by known means, such as an inertial navigation system or, as shown in the figure, by means of a number of stations 38 on the shore 40 which transmit and receive signals to and from the ship's antenna 4 2 for use in a triangulation process where the position of the ship 18 is constantly monitored. This position information is used in a known manner in the renderer 30 to create a map of the seabed 28 and to deposit an image of the tube 26.

På fig. 2 er det vist et blokkdiagram for signalgeneratoren 20 og dens forbindelser med sendetransduktoren 22, mottakertransduktoren 27 og gjengiveren 30. Signalgeneratoren 20 frembringer elektrisk energi ved to frekvenser, f.eks. 194 kHz på en leder 44 og 206 kHz på en leder 46, hvilke signaler deretter summeres i en summering-skrets 48 og i en forsterker 50 forsterkes til et passende effektnivå til omsetning til akustisk energi ved disse to frekvenser ved hjelp av sendetransduktoren 22. Den elek-triske energi i lederen 44 frembringes av en generator 52 for kontinuerlige sinusbølger ved 194 kHz og føres gjennom en åpnings-kréts 54, som styres av en taktkrets 56. Taktkretsen 56 gjør vekselvis kretsen 54 sperrende og ledende, slik at det fåes et pulsmodulert signal i lederen 44. Signalet fra kretsen 54 og et annet kontinuerlig signal ved 467 kHz fra en signalkilde 58 blir kombinert i en multiplikasjonskrets 60, som kan være en velkjent modulerende brokrets, til avgivelse av elektrisk energi ved flere frekvenser, av hvilke én, nemlig 661 kHz, overføres gjennom et filter 62 til en tilsvarende multiplikasjonskrets 64. En tredje signalkilde 66 frembringer et kontinuerlig signal ved 12 kHz og det føres til en tilsvarende multiplikasjonskrets 68. Idet sendetransduktoren 22 sender ut akustisk energi ved frekvensene 194 kHz og 206 kHz i vannet 12, vil vekselvirkningen mellom disse to høyfrekvente akustiske signaler i dette ikke-lineære medium 12 frembringe et lavfrekvent akustisk signal ved 12 kHz, hvilket signal reflekteres fra røret 26 og mottas av mottakertransduktoren 24. Det vil sees at frekvensen 12 kHz for signalet ved mottakertransduktoren 24 er lik frekvensen fra signalkilden 66. In fig. 2 there is shown a block diagram of the signal generator 20 and its connections with the transmitting transducer 22, the receiving transducer 27 and the reproducer 30. The signal generator 20 produces electrical energy at two frequencies, e.g. 194 kHz on a conductor 44 and 206 kHz on a conductor 46, which signals are then summed in a summing circuit 48 and amplified in an amplifier 50 to a suitable power level for conversion to acoustic energy at these two frequencies by means of the transmitting transducer 22. electrical energy in the conductor 44 is produced by a generator 52 for continuous sine waves at 194 kHz and is passed through an opening circuit 54, which is controlled by a clock circuit 56. The clock circuit 56 alternately makes the circuit 54 blocking and conducting, so that a pulse-modulated signal in the conductor 44. The signal from the circuit 54 and another continuous signal at 467 kHz from a signal source 58 are combined in a multiplying circuit 60, which may be a well-known modulating bridge circuit, to emit electrical energy at several frequencies, one of which, namely 661 kHz, is transmitted through a filter 62 to a corresponding multiplication circuit 64. A third signal source 66 produces a continuous signal at 12 kHz and it is fed to an equivalent nth multiplication circuit 68. As the transmitting transducer 22 emits acoustic energy at frequencies 194 kHz and 206 kHz into the water 12, the interaction between these two high-frequency acoustic signals in this non-linear medium 12 will produce a low-frequency acoustic signal at 12 kHz, which signal is reflected from the tube 26 and is received by the receiver transducer 24. It will be seen that the frequency 12 kHz of the signal at the receiver transducer 24 is equal to the frequency from the signal source 66.

Signalene, fra signalkildene 58 og 66 føres til multipli-kas jonskretsen 68 som frembringer elektrisk energi ved flere frekvenser, av hvilke én, 455 kHz, gjennom et filter 70 føres til multiplikasjonskretsen 64. Signalene fra filtrene 62 og 70 vil, over multiplikasjonskretsen 64 og et filter 72,frembringe signalet med frekvensen 206 kHz på ledningen 46. Det skal bemerkes at signalet på ledningen 46 føres kontinuerlig fra summeringskretsen 48 og forsterkeren 50 til sendetransduktoren 22, mens signalet på ledningen 44 er impulsmodulert. De lavfrekvente signaler ved 12 kHz som rettes mot røret 26, er således et pulsmodulert signal med samme pulslengde som signalet på ledningen 44. The signals from the signal sources 58 and 66 are fed to the multiplier circuit 68 which produces electrical energy at several frequencies, one of which, 455 kHz, is fed through a filter 70 to the multiplier circuit 64. The signals from the filters 62 and 70 will, over the multiplier circuit 64 and a filter 72, produce the signal with the frequency 206 kHz on the line 46. It should be noted that the signal on the line 46 is fed continuously from the summing circuit 48 and the amplifier 50 to the transmitting transducer 22, while the signal on the line 44 is impulse modulated. The low-frequency signals at 12 kHz which are directed towards the tube 26 are thus a pulse-modulated signal with the same pulse length as the signal on the line 44.

De av mottakertransduktoren 24 mottatte signaler føres over en senere beskrevet mottaker 73 og en omkopler 74 til gjengiveren 30. Gjengiveren 30 utløses på kjent ved signaler på en ledning 76 fra taktkretsen 56, slik at de forsinkelser som inn-føres i de signaler som brer seg ut fra sendetransduktoren 22 gjennom havvannet 32 på fig. 1, vil vise seg på gjengiveren 30 som avstandene fra skipet 18 til grenseflaten 34 og til røret 26. På hverandre følgende passasjer av skipet 18 over røret 26 vil The signals received by the receiver transducer 24 are fed via a later-described receiver 73 and a switch 74 to the reproducer 30. The reproducer 30 is triggered, as is known, by signals on a wire 76 from the clock circuit 56, so that the delays introduced in the signals that propagate out from the transmitting transducer 22 through the sea water 32 in fig. 1, will appear on the renderer 30 as the distances from the ship 18 to the boundary surface 34 and to the pipe 26. Successive passages of the ship 18 over the pipe 26 will

gi den tidligere nevnte kartlegning av havbunnen ved hjelp av skipets posisjonsdata 78, frembrakt ved triangulering eller ved treghetsnavigasjon, idet disse data innføres i gjengivelsen 30. provide the previously mentioned mapping of the seabed using the ship's position data 78, produced by triangulation or by inertial navigation, as this data is introduced in the rendering 30.

Det vil også kunne være ønskelig å modulere det lavfrekvente akustiske signal som rettes mot røret 26. Dette skjer ved hjelp av en modulator 80 som til signalkilden 66 avgir et spenningssignal med en bestemt bølgeform. Såfremt f.eks. signalkilden 66 er en spenningsvariabel oscillator, kan fasen eller frekvensen av signalet fra kilden 66 fasemoduleres eller frekvens-moduleres til dannelse av et FM-spissignal hvilket medfører at en tilsvarende FM-modulasjon blir rettet mot røret 26. Filtrene 70 og 72 har på kjent måte den nødvendige båndbredde til over-føring av signalmodulasjonen. I dette tilfelle kan det fåes av-standsdata som representerer avstanden mellom røret 26 og skipet 18 ved korrelering av signalet ved mottakertransduktoren 24 med en lagret kopi 84 av det modulerte signal i en korrelator 82 som senere beskrevet. Disse data blir vist når venderen 74 omstilles til å føre data fra korrelatoren 82 til gjengivelsen 30. Fig. 3 viser en typisk gjengivelse av havbunnen med en gjenstand som er begravet i denne. Grenseflater mellom vannlagene i havet, selve havbunnen og underbunnslag er vist ved 86, og en begravet gjenstand er vist ved 88. Havdybden eller avstanden fra skipet til den begravede gjenstand 88 vises langs den loddrette akse 90 mens avstanden langs havbunnen vises langs den vannrette akse 92. Fig. 4 viser et detaljert blokkdiagram for mottakeren 73 og korrelatoren 82 samt forbindelsene til de andre deler av det system som er vist på fig. 2. Mottakeren 7 3 inneholder en summeringskrets 100, en forsterkerkrets 102, en multiplikasjonskrets 104, et filter 106 og et begrensertrinn 108. Et signal fra mottakertransduktoren 24 føres gjennom summeringskretsen 100 til forsterkeren 102 som avgir et passende forsterket signal til multi-plikas jonskretsen 104. Kretsen 104 kan f.eks. være en kjent modu-leringskrets med diodebro, .hvori et referansesignal 110 med frekvensen 15,5 kHz kombineres med 12 kHz-signalet fra forsterkeren 10 2 til frembringelse av et signal ved frekvensen 3,5 kHz. Filteret 106 har den nødvendige båndbredde med midtpunkt ved 3,5 kHz til overføring av signalet, et pulsmodulert og frekvensmodulert sinussignal til begrenseren 108 som ved symmetrisk avskjæring omformer signalet til et utgangssignal over en leder 111 der utgangssignalet har omtrent trapesformet eller rektangulær'-, bølge-form. It may also be desirable to modulate the low-frequency acoustic signal which is directed towards the pipe 26. This takes place by means of a modulator 80 which emits a voltage signal with a specific waveform to the signal source 66. If, e.g. the signal source 66 is a voltage-variable oscillator, the phase or frequency of the signal from the source 66 can be phase-modulated or frequency-modulated to form an FM peak signal, which means that a corresponding FM modulation is directed towards the tube 26. The filters 70 and 72 have, in a known manner the necessary bandwidth for transmission of the signal modulation. In this case, distance data representing the distance between the pipe 26 and the ship 18 can be obtained by correlating the signal at the receiver transducer 24 with a stored copy 84 of the modulated signal in a correlator 82 as described later. This data is displayed when the inverter 74 is adjusted to feed data from the correlator 82 to the rendering 30. Fig. 3 shows a typical rendering of the seabed with an object buried in it. Interfaces between the water layers in the sea, the seabed itself and the subsoil layer are shown at 86, and a buried object is shown at 88. The sea depth or the distance from the ship to the buried object 88 is shown along the vertical axis 90 while the distance along the seabed is shown along the horizontal axis 92 Fig. 4 shows a detailed block diagram of the receiver 73 and the correlator 82 and the connections to the other parts of the system shown in Fig. 2. The receiver 7 3 contains a summing circuit 100, an amplifier circuit 102, a multiplication circuit 104, a filter 106 and a limiter stage 108. A signal from the receiver transducer 24 is passed through the summing circuit 100 to the amplifier 102 which emits a suitably amplified signal to the multiplier circuit 104 The circuit 104 can e.g. be a known modulation circuit with a diode bridge, in which a reference signal 110 with the frequency 15.5 kHz is combined with the 12 kHz signal from the amplifier 10 2 to produce a signal at the frequency 3.5 kHz. The filter 106 has the necessary bandwidth centered at 3.5 kHz to transmit the signal, a pulse-modulated and frequency-modulated sine signal to the limiter 108 which, by symmetrical cut-off, transforms the signal into an output signal over a conductor 111 where the output signal has an approximately trapezoidal or rectangular wave -shape.

Forsterkeren 50, som avgir det kraftige signal til sendetransduktoren 22, har også en annen utgang til en leder 112, over hvilken det overføres en svak kopi av det til sendetransduktoren 22 avgitte signal. Signalet i lederen 112 kan f.eks. dannes ved å ta ut en del av forsterkerens utgangssignal gjennom et ikke vist dempeledd. Signal*, i lederen 112 anvendes som senere beskrevet til innføring av en kopi av det 12 kHz signal som treffer røret 26, fig. 2, i korrelatoren 82. Ettersom frekvensen av det lavfrekvente signal som treffer røret 26 er lik differansen mellom de to høye frekvenser for de signaler som føres til sendetransduktoren 22, blir signalene på lederen 112 ført til et ikke-lineært element 114, såsom en diode, hvilket medfører at et 12 kHz signal som føres gjennom filteret 116, hvis båndbredde i det minste svarer til båndbredden for filteret 106, føres over en leder 117 til summeringskretsen 100. Før mottakertransduktoren 24 mottar ekkosignalet fra røret 26, vil det således fra lederen 117 bli ført et 12 kHz kopisignal til forsterkeren 102 med det resultat at mottakeren 7.3- først frembringer en kopi av det lavfrekvente signal som treffer røret 26 og deretter et ekko av det lavfrek-kvente signal fra røret 26. The amplifier 50, which emits the powerful signal to the transmitting transducer 22, also has another output to a conductor 112, over which a weak copy of the signal transmitted to the transmitting transducer 22 is transmitted. The signal in the conductor 112 can e.g. is formed by removing part of the amplifier's output signal through an attenuator (not shown). Signal*, in the conductor 112 is used as described later to introduce a copy of the 12 kHz signal that hits the pipe 26, fig. 2, in the correlator 82. Since the frequency of the low frequency signal hitting the tube 26 is equal to the difference between the two high frequencies of the signals that are fed to the transmitting transducer 22, the signals on the conductor 112 are fed to a non-linear element 114, such as a diode , which means that a 12 kHz signal that is passed through the filter 116, whose bandwidth at least corresponds to the bandwidth of the filter 106, is passed over a conductor 117 to the summing circuit 100. Before the receiver transducer 24 receives the echo signal from the tube 26, it will thus from the conductor 117 be fed a 12 kHz copy signal to the amplifier 102 with the result that the receiver 7.3- first produces a copy of the low-frequency signal that hits the tube 26 and then an echo of the low-frequency signal from the tube 26.

Den på fig. 2 viste signalkilde 66 inneholder en ikke vist oscillator med variabel frekvens, med midtpunkt ved 3,5 kHz, og en multiplikasjonskrets og et filter, svarende til kretsen 104 og 106, til omdannelse av signalet fra frekvensen 3,5 kHz til frekvensen 12 kHz ved blanding av 3,5 kHz signalet med referanse-signalet ved 15,5 kHz fra kretsen 112 på kjent måte. Signalfre-kvensen 3,5 kHz anvendes, idet den svarer til en datahastighet i systemet på 3,5 kHz. Det vil av fig. 4 sees at det fra filteret 116 utgående 12 kHz kopisignal alternativt ville kunne frembringes på enklere måte ved en direkte forbindelse fra signalkilden 66 The one in fig. 2, signal source 66 contains a variable frequency oscillator, not shown, centered at 3.5 kHz, and a multiplier circuit and filter, similar to circuits 104 and 106, to convert the signal from the 3.5 kHz frequency to the 12 kHz frequency at mixing the 3.5 kHz signal with the reference signal at 15.5 kHz from the circuit 112 in a known manner. The signal frequency 3.5 kHz is used, as it corresponds to a data rate in the system of 3.5 kHz. It will from fig. 4 it can be seen that the 12 kHz copy signal emanating from the filter 116 could alternatively be produced in a simpler way by a direct connection from the signal source 66

på fig. 2 til summeringskretsen 100. Det av filteret 116 frembrakte kopisignal er imidlertid mer fordelaktig idet det lettere kan bringes til å likne det lavfrekvente signal som faktisk treffer røret 26. on fig. 2 to the summing circuit 100. The copy signal produced by the filter 116 is, however, more advantageous in that it can be more easily made to resemble the low-frequency signal that actually hits the tube 26.

Korrelatoren 82 vil være av vanlig form, f.eks. som beskrevet i U.S. patent 2.958.039 eller U.S. patent 3.488.635. The correlator 82 will be of the usual form, e.g. as described in U.S. patent 2,958,039 or U.S. patent 3,488,635.

Den kan videre, som vist på fig. 4, inneholde en sample-krets 118 som avtaster det av begrenseren 108 frembrakte signal ved en forholdsvis høy samplefrekvens, såsom 20 kHz, en referansetidskom-pressor 120, som ved hjelp av en åpningskrets 122 er gjort avhengig av kopisignalet i lederen 117, en signaltidskompressor 124, som er avhengig av alle de signaler som passerer gjennom forsterkeren 102, en koincidens-detektor 126 til angivelse av samtidig forekomst av like prøver av komprimerte signaler i de to tidskompressorer 120 og 124, samt en integrasjonskrets 128 i form av et lavpassfilter som er egnet til å overføre et 3,5 kHz signal til integrering av utgangspulsene fra detektoren 126 til dannelse av en amplitudemodulert sinusbølge ved 3,5 kHz, i hvilken amplitude representerer graden av korrelasjon mellom kopisignalet og ekkosignalet. Tidskompressoren 120 inneholder et skifteregister 130 med serielagring av 1,0 32 bit og en omkopler som selektivt kan tilføre skifteregisteret 130 enten et utgangssignal fra dette skifteregister eller et inngangssignal over en leder 134 fra samplekretsen 118. It can further, as shown in fig. 4, contain a sample circuit 118 which samples the signal produced by the limiter 108 at a relatively high sample frequency, such as 20 kHz, a reference time compressor 120, which by means of an opening circuit 122 is made dependent on the copy signal in the conductor 117, a signal time compressor 124, which is dependent on all the signals passing through the amplifier 102, a coincidence detector 126 for indicating the simultaneous occurrence of similar samples of compressed signals in the two time compressors 120 and 124, as well as an integration circuit 128 in the form of a low-pass filter which is suitable for transmitting a 3.5 kHz signal to integrate the output pulses from the detector 126 to form an amplitude modulated sine wave at 3.5 kHz, in which amplitude represents the degree of correlation between the copy signal and the echo signal. The time compressor 120 contains a shift register 130 with serial storage of 1.0 32 bits and a switch which can selectively supply the shift register 130 with either an output signal from this shift register or an input signal over a conductor 134 from the sample circuit 118.

Tidskompressoren 124 har et skifteregister 136 til serielagring av 1,0 31 bit og en omkopler 138 som selektivt kan tilføre dette skifteregister 136 enten et utgangssignal fra skifteregisteret eller et inngangssignal fra lederen 134. The time compressor 124 has a shift register 136 for serial storage of 1.0 31 bits and a switch 138 which can selectively supply this shift register 136 with either an output signal from the shift register or an input signal from the conductor 134.

Det lavfrekvente signal som treffer røret 26 kan f.eks. ha en pulslengde på 50 millisekunder bestemt ved åpningskretsen 54, fig. 2, under styring av signaler fra taktkretsen 56. Samtidig med at kretsen 54 kjøres ledende, blir kretsen 122 gjort ledende ved signaler over lederen 76 fra taktkretsen 56, slik at kopisignalet på lederen 117 kan passere gjennom eksempelxetsen 118 til tidskompressoren 120. Åpningskretsene 54 og 122 blir av tidskretsen 56 samtidig gjort sperrende, slik at signaler, såsom støy eller ekko som går inn i mottakertransduktoren 24 av kretsen 122 forhindres i å komme inn i tidskompressoren 120. Samplehas-tigheten for kretsen 118, nemlig 20 kHz, er så høy i forhold til middelpulsfrekvensen, 3,5 kHz, for signalet på lederen 111, at samplekretsen 118 i løpet av en enkelt periode av signalet vil ta ut adskillige prøver av dette. Hver av prøvene har form av en kort puls med en lengde i størrelsesordenen nanosekunder. The low-frequency signal that hits the tube 26 can e.g. have a pulse length of 50 milliseconds determined by the opening circuit 54, fig. 2, under the control of signals from the clock circuit 56. At the same time that the circuit 54 is driven conductively, the circuit 122 is made conductive by signals over the conductor 76 from the clock circuit 56, so that the copy signal on the conductor 117 can pass through the example xet 118 to the time compressor 120. The opening circuits 54 and 122 is at the same time made blocking by the timing circuit 56, so that signals such as noise or echo entering the receiver transducer 24 are prevented by the circuit 122 from entering the time compressor 120. The sample rate for the circuit 118, namely 20 kHz, is so high in in relation to the mean pulse frequency, 3.5 kHz, for the signal on the conductor 111, that the sampling circuit 118 will take several samples of the signal during a single period. Each of the samples has the form of a short pulse with a length of the order of nanoseconds.

De to tidskompressorer 120 og 124 virker hovedsakelig på samme måte og av den grunn vil bare virkemåten for tidskompressoren 124 bli beskrevet. Hver av pulsprøverne på lederen 134 passerer gjennom omkopleren 138 til skifteregisteret 136. En puls som trer inn ved inngangen til skifteregisteret 136 flyttes etter-hånden gjennom dette,styrt ved taktpulser over lederen 76 fra taktkretsen 56. Omkopleren 138 styres likeledes ved taktpulser fra taktkretsen 56. Eksempelkretsen 118 vil frembringe en prøve på én bit, der et "1" representerer en positiv del av spennings-kurven for lederen 111, og et "0" representerer en negativ del av denne kurve. Det fremkommer således en sekvens av ensifrede binære tall som kommer fra kretsen 118. Hver av disse prøver føres til inngangen til skifteregisteret 136 og blir deretter skiftet ned gjennom registeret med en langt høyere hastighet enn den med hvilken én bit signaler fremkommer i lederen 134. Signalene blir skiftet fra trinn til trinn i skifteregisteret 136 med en taktfrekvens på ca. 20 MHz. The two time compressors 120 and 124 operate essentially in the same way and for that reason only the operation of the time compressor 124 will be described. Each of the pulse samples on the conductor 134 passes through the switch 138 to the shift register 136. A pulse that enters at the input to the shift register 136 is gradually moved through this, controlled by clock pulses over the conductor 76 from the clock circuit 56. The switch 138 is likewise controlled by clock pulses from the clock circuit 56 The example circuit 118 will produce a sample of one bit, where a "1" represents a positive part of the voltage curve for the conductor 111, and a "0" represents a negative part of this curve. A sequence of one-digit binary numbers is thus produced which comes from the circuit 118. Each of these samples is fed to the input of the shift register 136 and is then shifted down through the register at a much higher rate than the rate at which one-bit signals appear in the conductor 134. The signals is shifted from step to step in the shift register 136 with a clock frequency of approx. 20 MHz.

Man vil umiddelbart se at ved et signal på lederen 111 med en varighet på 50 millisekunder vil eksempelfrekvensen på 20 kHz gi tyve prøver av signalet. Lengden av kopisignalet på lederen 117 og eksempelfrekvensen er tilpasset slik at det for hvert av kopisignalene' i lederen 117 fås i alt 1,0 32 prøver^ Skifteregisteret 130 blir således fylt helt med de prøver som fås ved eksemplering av kopisignalet på lederen 117, mens skifteregisteret 136 som. har et lagringstrinn mindre, lar den første prøve løpe over, hvorved de data som er lagret i skifteregisteret 136 får et forsprang i forhold til de data som er lagret i skifteregisteret 130. Dette forsprang understøttes ved omkopleren 138 som normalt fører prøver fra utgangen fra skifteregisteret 136 til dettes inn-gang, men som kortvarig skifter om for å innføre en prøve fra lederen 134 og derved kaster bort en prøve som er blitt innført 1,0 31 prøver tidligere. Den tid som kreves til at en prøve kan sirkulere én fullstendig syklus gjennom skifteregisteret 136 eller 130 er så meget kortere enn intervallét mellom eksempler-ingene at det svarer til et tidsrom omtrent lik lengden av en prøve, slik at en ny prøve fra lederen 134 kan gå inn i skifteregisteret 136 umiddelbart etter at den foregående prøve har gjennom-løpt en syklus og. gjennom omkopleren 138 atter er blitt ført inn i skifteregisteret 136. Med en eksempelfrekvens på ca. 20 kHz får hver prøve tildelt ca. 50 mikrosekunder. Ved 1.032 prøver må lengden av en prøvepuls på lederen 134 være mindre enn One will immediately see that for a signal on the conductor 111 with a duration of 50 milliseconds, the sample frequency of 20 kHz will give twenty samples of the signal. The length of the copy signal on the conductor 117 and the sample frequency are adapted so that for each of the copy signals' in the conductor 117 a total of 1.0 32 samples are obtained^ The shift register 130 is thus completely filled with the samples obtained by sampling the copy signal on the conductor 117, while the probate register 136 which. has one less storage step, allows the first sample to run over, whereby the data stored in the shift register 136 gets a head start in relation to the data stored in the shift register 130. This head start is supported by the switch 138 which normally carries samples from the output of the shift register 136 to its entrance, but which briefly changes to introduce a sample from the leader 134 and thereby throws away a sample that has been introduced 1.0 31 samples earlier. The time required for a sample to circulate one complete cycle through shift register 136 or 130 is so much shorter than the interval between samples that it corresponds to a period of time approximately equal to the length of one sample, so that a new sample from conductor 134 can enter the shift register 136 immediately after the previous sample has completed one cycle and. through the switch 138 has again been fed into the shift register 136. With an example frequency of approx. 20 kHz, each sample is allocated approx. 50 microseconds. With 1,032 samples, the length of a sample pulse on the conductor 134 must be less than

50 nanosekunder,• f.eks. i området 30-40 nanbsekunder. 50 nanoseconds,• e.g. in the range of 30-40 nanb seconds.

Når skifteregisteret 130 er fylt, føres binære data-prøver over en leder 140 til koincidensdetektoren 126 med en frekvens eller hastighet på 20 MHz. På tilsvarende måte vil skifteregisteret 136, som også fra begynnelsen er fylt med.data fra kopisignalet på lederen 117, føre binære dataprøver over en leder 142 med frekvensen 20 Mhz til koincidensdetektoren 126. Ettersom de to skifteregistere 136 og 130 på samme tid er blitt fylt med like data, vil signalene på lederne 140 og 14 2 være i fase, slik at kretsen 126 vil avgi binære utgangssignaler med frekvensen 20 MHz til integreringskretsen 128, der hvert av disse binære signaler vil være "1" når det er koincidens eller samme fase mellom dataprøvene på lederne 140 og 142, og "0" når disse signaler ikke er i fase. Det vil derfor sees at fra begynnelsen mens skifteregistrene 130 og 136 fylles opp, vil koincidensdetektoren 126 frembringe en sekvens av "1". Senere, når kopisignalet på lederen 117 er avsluttet, vil det på ledningen 11 komme støy og ekkosignaler fra havet 32, og disse signaler samples av kretsen 118, slik at det ved inngangen til tidskompressoren 124 opptrer tilfeldig forekommende prøver. Som følge av forspranget eller tidsforskyvningen mellom de to tidskompressorer 120 og 124 og som følge av at de data som er lagret i tidskompressoren 124 langsomt erstattes med tilfeldige prøver, vil koincidens eller sammentreff mellom signalene på lederne 140 og 142 forekomme på tilfeldig måte slik at koincidensdetektoren 126 vil avgi en tilfeldig blandet rekke av "0" og "1". When the shift register 130 is filled, binary data samples are passed over a conductor 140 to the coincidence detector 126 at a frequency or rate of 20 MHz. In a similar way, the shift register 136, which is also from the beginning filled with data from the copy signal on the conductor 117, will pass binary data samples over a conductor 142 with a frequency of 20 Mhz to the coincidence detector 126. As the two shift registers 136 and 130 have been filled at the same time with equal data, the signals on conductors 140 and 14 2 will be in phase, so that the circuit 126 will provide binary output signals with the frequency of 20 MHz to the integrator circuit 128, where each of these binary signals will be "1" when there is coincidence or the same phase between the data samples on conductors 140 and 142, and "0" when these signals are not in phase. It will therefore be seen that from the beginning while the shift registers 130 and 136 are filling up, the coincidence detector 126 will produce a sequence of "1's". Later, when the copy signal on the conductor 117 has ended, noise and echo signals from the sea 32 will arrive on the line 11, and these signals are sampled by the circuit 118, so that randomly occurring samples appear at the input of the time compressor 124. As a result of the advance or time shift between the two time compressors 120 and 124 and as a result of the data stored in the time compressor 124 being slowly replaced with random samples, coincidence or coincidence between the signals on the conductors 140 and 142 will occur in a random way so that the coincidence detector 126 will emit a randomly mixed string of "0's" and "1's".

Integreringskretsen 128 vil ved mottagelse av tilfeldig blandede inngangspulser gi et utgangssignal med lav amplitude, mens denne krets ved mottaking av en rekke "l"-signaler vil gi et utgangssignal med høy amplitude. Det vil også ses at det vil forekomme en fullstendig forsprangsyklus i løpet av et tidsintervall lik lengden av et Jcopisignal på lederen 117. Videre vil det skje en fullstendig skifting eller sirkulasjon av et mottatt ekkosignal i forhold til det kopisignal som inneholdes i referanse-tidskompressoren 120 i et tidsintervall som er lik varigheten av et slikt kopisignal. Ettersom alle dataprøver er prøver på én bit, vil anvendelsen av kopiincidensdetektoren 126 være fullstendig ekvivalent med en multiplikasjon av hver prøve med hver annen prøve i løpet av en forsprangsyklus, og integreringskretsen 128 vil tilveiebringe summering av disse uttrykk og derved sikre en korrelasjon som er helt ekvivalent med den kjente matematiske definisjon av korrelasjon. Den tid som går mellom den første høye korrelasjon og en senere høy verdi av korrelasjon ved mottagelse av et ekko, vil representere dybden til en undersjøisk gjenstand. Signalet på lederen 144 og det signal som føres til begrenseren 108 likner hverandre, idet hvert signal er en sinuskurve med en frekvens på 3,5 kHz og en amplitude svarende til styrken av et ekkosignal som mottas fra havbunnen 28 eller røret 26, fig. 1. Disse to signaler skiller seg fra hverandre ved at signalet på lederen 144 har et meget høyt signal/støvforhold i sammenlikning med signalet på lederen 146 fra filteret 106 i de situasjoner der ekkosignalet er svakt i sammenlikning med bakgrunnsstøyen. The integrating circuit 128 will, upon receiving randomly mixed input pulses, give an output signal with a low amplitude, while this circuit, upon receiving a series of "l" signals, will give an output signal with a high amplitude. It will also be seen that a complete head start cycle will occur during a time interval equal to the length of a Jcopy signal on the conductor 117. Furthermore, there will be a complete shifting or circulation of a received echo signal in relation to the copy signal contained in the reference time compressor 120 in a time interval equal to the duration of such a copy signal. Since all data samples are one-bit samples, the application of the copy incidence detector 126 will be fully equivalent to multiplying each sample by every other sample during a lead cycle, and the integrator 128 will provide summation of these expressions, thereby ensuring a correlation that is completely equivalent to the well-known mathematical definition of correlation. The time that elapses between the first high correlation and a later high value of correlation when receiving an echo will represent the depth of an underwater object. The signal on the conductor 144 and the signal fed to the limiter 108 are similar, each signal being a sine curve with a frequency of 3.5 kHz and an amplitude corresponding to the strength of an echo signal received from the seabed 28 or the tube 26, fig. 1. These two signals differ from each other in that the signal on the conductor 144 has a very high signal/dust ratio compared to the signal on the conductor 146 from the filter 106 in the situations where the echo signal is weak compared to the background noise.

Fremkomsten av det sinusformede signal med frekvensen 3,5 kHz ved utgangen fra integrasjonskretsen 28 kan forklares slik. Som tidligere nevnt forekommer det én fullstendig forsprangsyklus under varigheten av et kopisignal på lederen 117, og antallet av tilfelle med fasemotsetning mellom signalene på lederne 14 0 og 142 er lik det antall cykler eller perioder av signalet på lederen 146 som forekommer under varigheten av et kopisignal på lederen 117. Antallet av cykler med faseven"ding er lik frekvensen for sinuskurven multiplisert med pulslengden, og frekvensen for disse fasevendinger er derfor lik antallet av cykler dividert med pulslengden, hvilket simpelthen er frekvensen 3,5 kHz. Selv om det er fullkommen korrelasjon vil det således allikevel periodisk forekomme grupper av "1" og "0" ved utgangen fra koincidensdetektoren 126, hvilket medfører at integreringskretsen 128 vil avgi et sinussignal med frekvensen 3,5 kHz. The appearance of the sinusoidal signal with the frequency 3.5 kHz at the output of the integration circuit 28 can be explained as follows. As previously mentioned, one complete lead cycle occurs during the duration of a copy signal on conductor 117, and the number of instances of phase opposition between the signals on conductors 140 and 142 is equal to the number of cycles or periods of the signal on conductor 146 that occur during the duration of a copy signal on conductor 117. The number of cycles of phase reversal is equal to the frequency of the sine curve multiplied by the pulse length, and the frequency of these phase reversals is therefore equal to the number of cycles divided by the pulse length, which is simply the frequency of 3.5 kHz. Although there is perfect correlation groups of "1" and "0" will thus periodically occur at the output of the coincidence detector 126, which means that the integration circuit 128 will emit a sine signal with a frequency of 3.5 kHz.

På fig»...5 er det vist et blokkdiagram for en signalgenerator 210, som er en alternativ utførelsesform for signalgeneratoren 20 på fig. 1 og 2. Signalgeneratoren 210 anvender to sinussig-naler med frekvenser FL og F2 som blir summert i en summeringskrets 212 og gjennom en forsterker 214 ført til sendetransduktoren 22. Det kontinuerte sinussignal ved frekvensen F2 frembringes av en signal kilde 216,. mens det kontinuerte sinussignal ved frekvensen Fl frembringes av en signalkilde 218 i kombinasjon med en kjent frekvensmultiplikator 220. Som antydet på fig. 4 kan signalkilden 218 frembringe en frekvens Fl/4, mens multiplikatorkretsen 220 har en multiplikasjonsfaktor på 4, hvilket hensiktsmessig kan tilveiebringes ved hjelp av en diodekrets, hvorfra man får den fjerde harmoniske, eller som et alternativ ved hjelp av to serie-koplete frekvensdoblere. Signalkilden 216 moduleres med modula-sjonssignaler fra en modulator 222, f.eks. slik at det dannes en spisskurve (FM chirp Waveform) omkring frekvensen Fl. En differansefrekvens FD = Fl - F2, dannet ved vekselvirkning mellom signalene med frekvensene Fl og F2 i vannet, blir reflektert fra røret 26 i havbunnen 28 og mottas av mottakertransduktoren 24.Da frekvensmodulasjonen av signalet ved frekvensen F2 er sentrert omkring frekvensen Fl, vil differansefrekvensen FD kortvarig passere null. I et signal med differansefrekvensen FD vil frekvensen således variere fra en maksimalverdi til verdien null og deretter gå tilbake til maksimalverdien, mens signalets fase undergår en faseforandring på 180° ved passasjen gjennom punktet med frekvensen null. Båndbredden av signalet ved differansefrekvensen vil således være omtrent to ganger middelfrekvensen eller midt-frekvensen, idet uttrykket "omtrent" anvendes fordi effektivi-teten ved omsetningen av frekvensene Fl og F2 til FD i vannet er så lav ved frekvenser nær null at energiinnholdet av signaler ved en differansefrekvens nær null i et praktisk system er for lav til å kunne utnyttes. In fig»...5, a block diagram is shown for a signal generator 210, which is an alternative embodiment of the signal generator 20 in fig. 1 and 2. The signal generator 210 uses two sine signals with frequencies FL and F2 which are summed in a summing circuit 212 and through an amplifier 214 led to the transmitting transducer 22. The continuous sine signal at the frequency F2 is produced by a signal source 216. while the continuous sine signal at the frequency Fl is produced by a signal source 218 in combination with a known frequency multiplier 220. As indicated in fig. 4, the signal source 218 can produce a frequency Fl/4, while the multiplier circuit 220 has a multiplication factor of 4, which can conveniently be provided by means of a diode circuit, from which the fourth harmonic is obtained, or as an alternative by means of two series-coupled frequency doublers. The signal source 216 is modulated with modulation signals from a modulator 222, e.g. so that a pointed curve (FM chirp Waveform) is formed around the frequency Fl. A difference frequency FD = Fl - F2, formed by interaction between the signals with frequencies Fl and F2 in the water, is reflected from the pipe 26 in the seabed 28 and received by the receiver transducer 24. Since the frequency modulation of the signal at the frequency F2 is centered around the frequency Fl, the difference frequency FD briefly pass zero. In a signal with the difference frequency FD, the frequency will thus vary from a maximum value to the value zero and then return to the maximum value, while the signal's phase undergoes a phase change of 180° when passing through the point with the zero frequency. The bandwidth of the signal at the difference frequency will thus be approximately twice the mean frequency or center frequency, the term "approximately" being used because the efficiency of the conversion of the frequencies Fl and F2 to FD in the water is so low at frequencies close to zero that the energy content of signals at a difference frequency close to zero in a practical system is too low to be exploited.

Til den beste utnyttelse av energiinnholdet i signalet ved differansefrekvensen blir det ved transduktoren 24 mottatte signal i en korrelator 224 korrelert med et referanse- eller kopisignal på følgende måte: Det mottatte signal samples i en enkelt samplekrets 226 som bevarer informasjonen vedrørende nullgjennom-gangene for dette signal og innfører disse data i et skifteregister 228. For å lette eksempleringen ved de lavere frekvenser blir signalet fra transduktoren 24 først i en blandekrets 230 blandet med et referansesignal fra Meren 232 med frekvensen Fl/4, slik at det signal som går inn i eksempleringskretsen 226 er sentrert omkring frekvensen Fl/4. På liknende måte blir et kopisignal eksemplert i en eksempleringskrets 234 under anvendelse av blande-kretser 236 og 238 og et skifteregister 240. Blandekretsen 236 frembringer signalene ved frekvensene Fl/4 og Fl til frembringelse av et signal ved frekvensen 3/f Fl, som i blandekretsen 238 blir blandet med signalet fra signalkilden 216 og blir avgitt til eksempleringskretsen 234 som et frekvensmodulert signal sentrert omkring frekvensen Fl/4. Eksempleringskretsene 226 og 234, skifteregistrene 228 og 240, korrelatoren 224 og en gjengivelse 242 blir koordinert på kjent måte ved signaler fra en taktkrets 244. Gjengivelsen 242 svarer til den på fig. 1 og 2 viste gjengivelse 30 og gir en grafisk gjengivelse av havbunnen 28 og røret 26 som funksjon av seiletid eller distanse for skipet 18 på fig. 1. For the best utilization of the energy content of the signal at the difference frequency, the signal received by the transducer 24 is correlated in a correlator 224 with a reference or copy signal in the following way: The received signal is sampled in a single sample circuit 226 which preserves the information regarding the zero crossings for this signal and enters this data into a shift register 228. To facilitate sampling at the lower frequencies, the signal from the transducer 24 is first mixed in a mixing circuit 230 with a reference signal from the Meren 232 with the frequency Fl/4, so that the signal that enters the sampling circuit 226 is centered around the frequency Fl/4. Similarly, a copy signal is sampled in a sampling circuit 234 using mixing circuits 236 and 238 and a shift register 240. The mixing circuit 236 produces the signals at the frequencies Fl/4 and Fl to produce a signal at the frequency 3/f Fl, as in the mixing circuit 238 is mixed with the signal from the signal source 216 and is output to the sampling circuit 234 as a frequency modulated signal centered around the frequency Fl/4. The sampling circuits 226 and 234, the shift registers 228 and 240, the correlator 224 and a rendering 242 are coordinated in a known manner by signals from a clock circuit 244. The rendering 242 corresponds to that of fig. 1 and 2 showed rendering 30 and gives a graphical rendering of the seabed 28 and the pipe 26 as a function of sailing time or distance for the ship 18 in fig. 1.

Det skal bemerkes at ved begge de to på fig.2 og 5 It should be noted that with both of the two on fig.2 and 5

viste utførelsesformer vil mottagelsen av et signal ved en frekvens lavere enn de utsendte frekvenser gi en bredere retningskarak- shown embodiments, the reception of a signal at a frequency lower than the transmitted frequencies will give a wider directionality

teristikk for mottatt akustisk energi enn for den utsendte akus- teristics for received acoustic energy than for the emitted acoustic

tiske energi under forutsetning av at transduktorene 22 og 24 på tical energy on the condition that the transducers 22 and 24 on

fig. 1 har samme størrelse. Dette er fordelaktig, særlig i situa- fig. 1 has the same size. This is advantageous, especially in situa-

sjoner der skipet 18, som bærer de to transduktorer 22 og 24, tions where the ship 18, which carries the two transducers 22 and 24,

kommer ut for stampende eller rullende bevegelser som følge av sjøgang. Den forholdsvis brede retningskarakteristikk for mottager-transduktoren 24 letter mottagelse av ekko, såsom ekko fra røret 26, når skipets rulling kortvarig endrer orienteringen av transduktorene 22 og 24 etter en utsendelse av akustisk energi mot røret 26. exposed to pounding or rolling movements as a result of seagoing. The relatively broad directional characteristic of the receiver transducer 24 facilitates reception of echoes, such as echoes from the tube 26, when the roll of the ship briefly changes the orientation of the transducers 22 and 24 after an emission of acoustic energy towards the tube 26.

Ved begge de viste utførelsesformer vil anvendelse av frekvensmodulering gi informasjon vedrørende havbunnen 28 og røret 26, som ikke så lett vil kunne fås med mottatt akustisk energi med konstant frekvens. Som kjent kan slik modulering be- In both of the embodiments shown, the use of frequency modulation will provide information regarding the seabed 28 and the pipe 26, which will not be easily obtained with received acoustic energy at a constant frequency. As is known, such modulation can

virke en slik form av de mottatte ekko at de kan tjene som hjelp til å identifisere en reflekterende gjenstand. appear such a form of the received echoes that they can serve as an aid in identifying a reflective object.

Det skal påpekes at de ovenfor beskrevne utførelsesformer It should be pointed out that the above described embodiments

kun tjener som eksempler og at det vil kunne innføres forskjel- only serve as examples and that it will be possible to introduce differences

lige endringer og modifikasjoner. Oppfinnelsen ér derfor ikke begrenset til de beskrevne og viste utførelsesformer, men begrenset bare av de påfølgende krav. equal changes and modifications. The invention is therefore not limited to the described and shown embodiments, but limited only by the subsequent claims.

Claims

1. System for transmitting data through a non-linear medium by transmitting through a common area of the medium two signals with different frequencies, containing the said data which is received as if it were contained in a third signal propagating in the medium with a different frequency from the first-mentioned frequencies, which system has means for sending out signals at the mentioned two frequencies in a medium that acts to disperse the signal

one and which in the common propagation area of the signals creates a mixture, whereby part of the transmitted energy is converted into the aforementioned third signal, and has means for modulating one of the transmitted signals in accordance with a reference waveform, and also has receiver means connected to the propagation medium which are arranged to, depending on the third signal, produce an output signal which carries the modulation of the reference waveform, characterized in that the third signal's wavelength is short in relation to the extent of the common propagation medium (12) and that there are means (82) for correlating the output signal and the reference waveform, which means comprises means (118.) for sampling the reference waveform and the output signal for producing two series of sample values, and comprises a first and a second recirculating delay circuit (124, 210) for delaying each of said two series of sample value, where the first delay circuit (124) has a greater time delay delay than the second delay circuit (120), and where the system has means (126) for generating signals that represent the coherence between a sample value in one of the rows with the individual sample values of the other row, and also has means for such a combination of the latter signals that the correlation between the reference waveform and the reference waveform produced by the output signal is indicated.

2. System as set forth in claim 1, characterized in that the output signals of the delay means (124, 120) are connected to the means (126) for generating the signals that represent the aforementioned cohesion, so that the time to which the combined means (128) indicate correlation indicates the reception time for signals that are modulated with the reference waveform.

3. System as stated in claim 2, characterized in that the sampling means (118) are arranged to store the series of sampling values corresponding to the reference waveform in the corresponding delay means (120) at the time when the reference waveform is sent as a modulation of one of the mentioned two frequencies.

4. System as stated in claim 3, where the receiver means (24,73) comprise the means (104, 110, 106) for conversion of the third signal's frequency to another frequency, characterized in that the second frequency is equal to the aforementioned output signal's frequency and that there are means (108) which are arranged to transmit the reference waveform modulated at the second frequency to the sampling means (118) at the time when the reference waveform is sent out, modulated on a of the previously mentioned two frequencies.

5. System as stated in claim 4, characterized in that the means (108, 116, 114) for transmitting the reference waveform modulated on the second frequency comprise means for transmitting the reference waveform modulated on the third signal to the frequency converter means (104, 110 ) and comprises means (122) which are arranged to connect the output signal of the sampling means (118) to the delay means (120) dg corresponding to the reference waveform to then connect the output signal of the sampling means to the other delay means.