NO133677B

NO133677B -

Info

Publication number: NO133677B
Application number: NO4583/72A
Authority: NO
Inventors: G Arndt
Original assignee: Elektro Thermit Gmbh
Priority date: 1971-12-14
Filing date: 1972-12-12
Publication date: 1976-03-01
Also published as: SE372963B; AT322948B; US3813760A; IT973741B; SE372960B; DE2161965C3; NL173296C; CH544607A; BE792056A; DE2161965B2; NL7216864A; NL173296B; NO133677C; DK147499B; GB1389098A; DK147499C; DE2161965A1

Description

Fremgangsmåte og apparat for elektronisk studium av signaler. Method and apparatus for electronic study of signals.

Den foreliggende oppfinnelse angår en fremgangsmåte for elektronisk studium av forplantningen av et signal som har karakter av en støy. Mere spesielt er den be-regnet for måling av løpetidsdifferenser som forekommer mellom to eller flere mikro-foner (når det gjelder lydbølger), særlig hvor det av det mottatte lydbånd bare benyt-tes et smalt gjennomgangsbånd, som er symmetrisk i forhold til en kjent-, sentral frekvens. Oppfinnelsen angår også en innretning til anvendelse av denne fremgangsmåte for registrering av fremgangsmåtens resultater i et katodestrålerør eller på et diagram. The present invention relates to a method for electronic study of the propagation of a signal which has the character of a noise. More specifically, it is calculated for the measurement of transit time differences that occur between two or more microphones (in the case of sound waves), especially where only a narrow pass band is used of the received audio band, which is symmetrical in relation to a known -, central frequency. The invention also relates to a device for using this method for recording the results of the method in a cathode ray tube or on a diagram.

Endelig angår oppfinnelsen industrielle anvendelser av disse metoder og inn-retninger , spesielt for detektering av lydbølger av smal båndbredde, lokalisering av disses opprinnelsessted og akustisk fjernmåling av lydkildene. Oppfinnelsen skaffer anordninger som muliggjør at disse forskjellige oppgaver kan løses på enkel måte og med bemerkelsesverdig nøyaktighet. Finally, the invention concerns industrial applications of these methods and devices, especially for the detection of sound waves of narrow bandwidth, localization of their place of origin and acoustic remote measurement of the sound sources. The invention provides devices which enable these various tasks to be solved simply and with remarkable accuracy.

Det er for det ovennevnte formål allerede blitt foreslått å måle løpetidsfor-skjellene mellom signaler på forskjellige steder i et forplantningsmedium. Til bruk i denne forbindelse er det allerede blitt foreslått en korrelator av den type som er skjematisk vist i fig. 1, mens fig. lb viser det tilsvarende diagram. Tegningen viser to inngangsledninger 1 og 2 som hver tilføres ett av de to signaler bg den ene er ut-styrt jned en forsinkende linje 3 . Begge ledningene 1 og 2 ender i en multiplikator 4, som står i forbindelse med en integrator 5, som ved 6 avgir de søkte angivelser. For the above-mentioned purpose, it has already been proposed to measure the duration differences between signals at different locations in a propagation medium. For use in this connection, a correlator of the type schematically shown in fig. has already been proposed. 1, while fig. lb shows the corresponding diagram. The drawing shows two input lines 1 and 2 which are each supplied with one of the two signals because one is equipped with a delaying line 3. Both wires 1 and 2 end in a multiplier 4, which is in connection with an integrator 5, which at 6 emits the requested indications.

Fig. lb viser formen av den kurve som innretningen opptegner når det gjelder smal-båndsignaler, i denne figur er den av linjen 3 forårsakede forsinkelse vist langs abscissen. En annén kjent løsning består i å måle faseforskyvningen. Fig. 1b shows the shape of the curve which the device records with regard to narrow-band signals, in this figure the delay caused by line 3 is shown along the abscissa. Another known solution consists in measuring the phase shift.

Hvis man betrakter en "hvit" lyd som svarer til en gaussisk fordeling vist som et vilkårlig signal f (t) hvis spektrum er begrenset til et bånd som har bredde AF, som er symmetrisk i forhold til en sentral frekvens FQ, forplantes signalet med en hastighet v, og man ønsker å måle en viss løpetidsdifferense £ mellom to punkter av dette medium. If one considers a "white" sound corresponding to a Gaussian distribution shown as an arbitrary signal f (t) whose spectrum is limited to a band of width AF, which is symmetric with respect to a central frequency FQ, the signal is propagated by a velocity v, and one wishes to measure a certain duration difference £ between two points of this medium.

De to mottatte signaler er tidsforskjøvet med verdien The two received signals are time shifted by the value

^ F ^ F

Hvis —jj;— er liten, kan f (t) betraktes som en sinus-spenning. For små verdier av O kan det mellom f (t) og f (t - ) opptre en faseforskyvning. Denne faseforskyvning muliggjør å bestemme & (og dermed é ) sammenlignet med kon-stanten 2k^~ slik: If —jj;— is small, f (t) can be considered a sine voltage. For small values of O, a phase shift can occur between f (t) and f (t - ). This phase shift makes it possible to determine & (and thus é ) compared to the constant 2k^~ as follows:

men fasemålingen er bare mulig hvis 1 det motsatte tilfelle opptrer det i faktoren fluktueringer som gjør målingen vanskelig eller endog umulig hvis 0 af » 1. but the phase measurement is only possible if 1 the opposite case there are fluctuations in the factor which make the measurement difficult or even impossible if 0 af » 1.

En av de vanlige arbeidsmetoder består i at man gir signalet f (t) en kjent forsinkelse T", f.eks. I - 1=0 . Det foretas en sammenligning mellom fasene av signalene f (t -T) og f ( t-&). Når | 0 - L I ^ 1 er fasefluktueringene mellom disse sistnevnte funksjoner små, hvilket igjen gjør målingen mulig. Går man ut fra denne fase «^beregnes 0 som følger: One of the usual working methods consists in giving the signal f (t) a known delay T", e.g. I - 1=0. A comparison is made between the phases of the signals f (t -T) and f ( t- &). When | 0 - L I ^ 1, the phase fluctuations between these latter functions are small, which in turn makes the measurement possible. Starting from this phase «^ 0 is calculated as follows:

o o

Denne kjente fremgangsmåte har imidlertid to betydelige ulemper, nemlig for det første at den krever et nøyaktig kjennskap til forsinkelsen 2~og således krever et forsinkelsessystem som arbeider meget nøyaktig, og for det annet behøves det straks meget plasskrevende utstyr. Da begrensningsfrekvensen skal være høyere enn Fq svarer den informasjonskapasitet, som ledningen er istand til å lagre, til et spektrum 0 , . F , mens signalets virkelige spektrum er AF, Med hensyn til antall enheter som bevirker forsinkelsen kan dette variere litt, alt etter den type av enheter som anvendes. Dette kan uttrykkes på følgende måte: However, this known method has two significant disadvantages, namely, firstly, that it requires an accurate knowledge of the delay 2~ and thus requires a delay system that works very accurately, and secondly, very space-consuming equipment is immediately required. As the limiting frequency must be higher than Fq, the information capacity, which the line is able to store, corresponds to a spectrum 0 , . F , while the signal's real spectrum is AF, With respect to the number of units that cause the delay, this may vary slightly, depending on the type of units used. This can be expressed as follows:

Den samme praktiske vanskelighet opptrer igjen når det i korrelatoren anvendes en forsinkelseslinje av den i forbindelse med fig. 1 beskrevne art. The same practical difficulty occurs again when a delay line is used in the correlator in connection with fig. 1 described species.

Det kan være nyttig at man matematisk studerer de fenomener som opptrer It can be useful to mathematically study the phenomena that occur

i forbindelse med den foreliggende oppfinnelse. in connection with the present invention.

La oss betrakte et signal f (t) som antas å ha et frekvens spektrum som er begrenset til et smalt bånd, som er symmetrisk med en sentral frekvens Fq: Signalet f (t) kan skrives i form av en sinusspenning som er modulert i amplitude og fase: 1) f (t) = a (t) sin [wQt + <?( t)] i hvilket uttrykk wq '= 2 J?~F , og a (t) og f(t) er to ubestemte tidsfunksjoner, som representerer signalets øyeblikksamplitude resp. -fase. Hvis det i signalet innføres en forsinkelse. 0 og hvis fasen av f (t) sammenlignes med fasen av f (t - &) har vi følgende ligninger: Let us consider a signal f (t) which is assumed to have a frequency spectrum limited to a narrow band, which is symmetrical with a central frequency Fq: The signal f (t) can be written in the form of a sinusoidal voltage modulated in amplitude and phase: 1) f (t) = a (t) sin [wQt + <?( t)] in which expression wq '= 2 J?~F , and a (t) and f(t) are two indefinite time functions , which represents the signal's instantaneous amplitude or -phase. If a delay is introduced into the signal. 0 and if the phase of f (t) is compared with the phase of f (t - &) we have the following equations:

Faseforskjellen 0) uttrykkes derfor ved <p( & ) = wQ# + <^( t) -^(t The phase difference 0) is therefore expressed by <p( & ) = wQ# + <^( t) -^(t

Det ses derfor at faseforskyvningen <£{ 0) mellom funksjonene, som skal måles; er lik summen av den nyttige del (w 0) og en parasittdel som er en tidsfunksjon [ <f( t) - ^(t - S) ] som skriver seg fra den fasemodulering som er en følge av signalets vilkårlige karakter. It is therefore seen that the phase shift <£{ 0) between the functions, to be measured; is equal to the sum of the useful part (w 0) and a parasitic part which is a time function [ <f( t) - ^(t - S) ] which is written from the phase modulation which is a consequence of the arbitrary character of the signal.

Denne parasittfaktor innfører fluktueringer omkring middelverdien av 3? , som er wQ 6 . Middelverdien av denne parasittfaktor er lik null hvis F0 er passerings-båndets midtdel. Dens midlere kvadratiske verdi er liten (sammenlignet med 2 This parasitic factor introduces fluctuations around the mean value of 3? , which is wQ 6 . The mean value of this parasitic factor is equal to zero if F0 is the middle part of the pass band. Its root mean square value is small (compared to 2

så lenge som 0 A F 4 1, mens den derimot sannsynligvis kan ha en hvilken som helst verdi mellom 0 og 2 W hvis 0 4 F »1. as long as 0 A F 4 1, while on the other hand it may probably have any value between 0 and 2 W if 0 4 F »1.

I det sistnevnte tilfelle er de to funksjoner f (t) og f (t - 6) praktisk talt uavhengig og måling av & blir umulig. In the latter case, the two functions f (t) and f (t - 6) are practically independent and measurement of & becomes impossible.

Det ble funnet at den ovennevnte måling blir mulig hvis det på f (t) innføres en forsinkelse ^ 0 ■ It was found that the above measurement becomes possible if a delay is introduced on f (t) ^ 0 ■

Man får da: You then get:

hvor [ <f( t - $ ) - <f( t - T) forblir liten så lenge som ( 7"- 9) ^F« 1. where [ <f( t - $ ) - <f( t - T) remains small as long as ( 7"- 9) ^F« 1.

Det er derfor klart at det bare er mulig å bestemme & ved måling av ^ hvis "2" er nøyaktig kjent. It is therefore clear that it is only possible to determine & by measuring ^ if "2" is accurately known.

Signalet f (t) kan således uttrykkes på den følgende måte: The signal f (t) can thus be expressed in the following way:

2) f (t) - a (t) sin [wQt <+> ^(t) ] = a (t) [cos f( t) sin wQt + sin f\ t) cos w0t] 2) f (t) - a (t) sin [wQt <+> ^(t) ] = a (t) [cos f( t) sin wQt + sin f\ t) cos w0t]

Dette vil si at f (t) tar form av to sinusoidale 90° faseforskjøvne spenninger, hvis respektive amplituder uttrykt som en tidsfunksjon, kan skrives på følgende måte: This means that f (t) takes the form of two sinusoidal 90° phase-shifted voltages, whose respective amplitudes, expressed as a function of time, can be written as follows:

A (t) og B (t) er i dette tilfelle to uavhengige gaussfunksjoner hvis spektrum ligger mellom 0 og ^ F , som er vist i fig. 2 som angir verdiene av —~ som ordinater A (t) and B (t) are in this case two independent Gaussian functions whose spectrum lies between 0 and ^ F , which is shown in fig. 2 which indicates the values of —~ as ordinates

med hensyn til verdiene F som abscisser. with respect to the values F as abscissas.

Oppfinneren fikk da den idé, på hvilken den foreliggende oppfinnelse er basert, ikke å påtrykke forsinkelsen på funksjonen f (t), men å bevirke at dénne forsinkelse innvirker bare på den ene av de to amplituder A (t) og B (t), som først var blitt isolert fra f (t), hvoretter man gjenoppretter funksjonen f (t) med utgang fra funksjonene (spenningene A (t - L ) og B (t - i ), hvorved man får en funksjon f (t) . The inventor then got the idea, on which the present invention is based, not to impose the delay on the function f (t), but to cause this delay to affect only one of the two amplitudes A (t) and B (t), which had first been isolated from f (t), after which the function f (t) is restored starting from the functions (the voltages A (t - L ) and B (t - i ), whereby a function f (t) is obtained.

Denne funksjon f (t) kan uttrykkes på følgende måte: This function f (t) can be expressed as follows:

eller også: f (t) <■ = a (t - L ) sin [wQt + Cf\ t - L )] og funksjonen f (t - i ) kan da skrives som følger: or also: f (t) <■ = a (t - L ) sin [wQt + Cf\ t - L )] and the function f (t - i ) can then be written as follows:

Dette vil si at funksjonen f (t) £ adskiller seg fra funksjonen f (t - i ) ved at uttrykket w0 L er blitt borte. This means that the function f (t) £ differs from the function f (t - i ) in that the expression w0 L has disappeared.

Under disse forhold er faseforskyvningen <£> mellom funksjonene f (t) / og Under these conditions, the phase shift <£> between the functions f (t) / and

Det ses at hvis dekomponeringen av signalet f (t) utføres i henhold til oppfinnelsen, behøver man ikke å kjenne forsinkelsen / nøyaktig for å bestemme , men det behøves bare å regulere forsinkelsen L slik at faseforskyvningens <p fluktuering [ <f( t - T) - <f( t -&)] forblir liten, målingen blir da lett å utføre. It is seen that if the decomposition of the signal f (t) is carried out according to the invention, one does not need to know the delay / exactly to determine , but it is only necessary to regulate the delay L so that the phase shift <p fluctuation [ <f( t - T ) - <f( t -&)] remains small, the measurement then becomes easy to perform.

Under disse betingelser består fremgangsmåten for elektronisk studium av signaler, spesielt av støy, i form av tilfeldige eller bakgrunnsspenninger, hvis spektrum er begrenset til et smalt bånd som er symmetrisk i forhold til en kjent frekvens, fundamentalt deri at man innfører en viss forsinkelse i amplitude- og fase-moduleringene av det smale bånds spenning som representerer signalet og at man sørger for at det i disse moduleringer ikke er tilstede noen faktor som er proporsjonal med den nevnte forsinkelse. En særlig enkel utførelsesform av fremgangsmåten består deri at man demodulerer det smale bånds spenning ved hjelp av to 90° fase-forskjøvne bæres penninger, hvis frekvens svarer til midten av det nevnte "smale" spenningsenergispektrum, at man innfører en forsinkelseslinje for hver av de to således demodulerte spenninger og at man remodulerer de respektive to sistnevnte spenninger ved hjelp av de samme bærespenninger samt adderer de remodulerte spenninger til hinannen og til slutt sammenligner den endelige, remodulerte spenning med signalets forsinkete spenning. Under these conditions, the method for the electronic study of signals, especially of noise, in the form of random or background voltages, whose spectrum is limited to a narrow band that is symmetrical with respect to a known frequency, fundamentally consists in introducing a certain delay in amplitude - and the phase modulations of the narrow band voltage that represent the signal and that it is ensured that in these modulations no factor is present that is proportional to the aforementioned delay. A particularly simple embodiment of the method consists in demodulating the narrow band voltage using two 90° phase-shifted carrier voltages, whose frequency corresponds to the middle of the aforementioned "narrow" voltage energy spectrum, introducing a delay line for each of the two thus demodulated voltages and that one remodulates the respective latter two voltages using the same carrier voltages and adds the remodulated voltages to each other and finally compares the final, remodulated voltage with the signal's delayed voltage.

Tegningens fig. 3. viser skjematisk en strømkrets ved hvis hjelp fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen kan utføres. Funksjonen f (t), som representerer signalet som skal studeres, blir i form av spenning ført fra ledningen 7 over trådene 7' og 7" til demodulatorer 8 og 9 av kjent type, som har silisiumdioder, trådene 7' og 7" er ført til midten av disse demodulatorers sekundærvikling; Bæres penninger som er innbyrdes 90° faseforskjøvet (sin wQt og cos wQt) tilføres fra generatoren G til de resp. primærviklingene av transformatorene 8' og 9'. Pulsfrekvensen wQThe drawing's fig. 3. schematically shows a circuit by means of which the method according to the invention can be carried out. The function f (t), which represents the signal to be studied, is carried in the form of voltage from the wire 7 over the wires 7' and 7" to demodulators 8 and 9 of a known type, which have silicon diodes, the wires 7' and 7" are to the center of the secondary winding of these demodulators; Carried charges that are mutually 90° phase-shifted (sin wQt and cos wQt) are supplied from the generator G to the resp. the primary windings of the transformers 8' and 9'. The pulse frequency wQ

av de nevnte bæres penninger svarer til pulsfrekvensen av den sentrale frekvens Fn av passbåndet som studeres. Over ledningene 8" og 9" blir de demodulerte spenninger (som svarer til uttrykket A (t) resp. B (t) innført i to regulerbart koblete forsinkelseslinjer 10 og 11, (som innfører forsinkelsen ^ ), Disse forsinkelseslinjer er ikke bare anordnet for å innføre den krevete forsinkelse, men de filtrerer også bort frekvensen FQ og dennes harmoniske, slik som et lavpassfilter ville gjøre. Fra linjene 10 og 11 føres de demodulerte spenninger til modulatorene 12 og 13, som of the aforementioned carry pennies corresponds to the pulse frequency of the central frequency Fn of the passband being studied. Over the wires 8" and 9", the demodulated voltages (corresponding to the expression A (t) or B (t) are introduced into two controllably connected delay lines 10 and 11, (which introduce the delay ^ ), These delay lines are not only arranged for to introduce the required delay, but they also filter out the frequency FQ and its harmonics, as a low-pass filter would.From lines 10 and 11, the demodulated voltages are fed to modulators 12 and 13, which

er av samme kjente type som demodulatorene 8 og 9, og derfra til blanderen 14, som består av to motstander 14^ og 142' En direkte avlesende fåsémåler 15 som for det ene mottar summen av de remodulerte spenninger og for det annet den spenning som svarer til det forsinkete signal angir verdien av w t, på en konstant 2k // nær, når reguleringen av linjene 10 og 11 er korrekt. En slik regulering kan lett utføres med en kommutator C , ved hvis hjelp det i de forsinkende linjer kan innkobles det antall enheter som svarer til den krevete forsinkelse. is of the same known type as the demodulators 8 and 9, and from there to the mixer 14, which consists of two resistors 14^ and 142'. to the delayed signal indicates the value of w t, at a constant 2k // close, when the regulation of lines 10 and 11 is correct. Such regulation can easily be carried out with a commutator C, by means of which the number of units corresponding to the required delay can be switched on in the delaying lines.

Da denne regulering av forsinkelseslinjene ikke innfører noen feil i middelverdien av 0 kan den ganske enkelt foretas ved å finne den forsinkelse som bevirker at fluktueringene av den på fasemåleren avleste verdi av <<>p oppheves (eller i tilfelle av diskontinuerlig regulering nedsettes til et minimum). As this regulation of the delay lines does not introduce any error in the mean value of 0, it can simply be done by finding the delay which causes the fluctuations of the value of <<>p read on the phase meter to be canceled (or in the case of discontinuous regulation reduced to a minimum ).

Det bør merkes at nar forholdet A r=F- er tilstrekkelig stort er det til og med mulig å gradere linjenes forsinkelse ^ og således eliminere den eventuelle variasjon av 2 k // som forblir på ^ . Man kan finne den nøyaktige verdi av 0 , når innretningen er anordnet slik at den tillater avlesning med "tilnærmet-presisjon". It should be noted that when the ratio A r=F- is sufficiently large, it is even possible to grade the line's delay ^ and thus eliminate the possible variation of 2 k // which remains at ^ . One can find the exact value of 0 , when the device is arranged so as to allow "near-precision" reading.

Det vil også ses at de fluktueringer av uttrykket ^ som måtte opptre på grunn av ufullstendighet hos den forutgående korreksjon, spesielt når det gjelder diskontinuerlig regulering av forsinkelsen l> , eller også som følge av overlagring av uavhengig bakgrunnsstøy i de to spenninger f (t) og f (t - ) kan minskes ytterligere hvis det anvendes en fasemåler av den type som danner gjenstanden for oppfinnernes patent nr. 113547 på en fremgangsmåte til faseintegrering, en fasemålerintegrator, og dens anvendelse. It will also be seen that the fluctuations of the expression ^ which had to appear due to incompleteness of the previous correction, especially when it comes to discontinuous regulation of the delay l> , or also as a result of superposition of independent background noise in the two voltages f (t) and f (t - ) can be further reduced if a phase meter is used of the type that is the subject of the inventors' patent No. 113547 on a method for phase integration, a phase meter integrator, and its application.

Kombinasjonen av det foreliggende patents fremgangsmåte med gjenstanden for det nevnte annet patent nr.. 113547 skaffer en korrelator av ny type, hvis funda-mentale trekk er beskrevet i det sistnevnte patent • The combination of the present patent's method with the subject matter of the aforementioned second patent no. 113547 provides a correlator of a new type, the fundamental features of which are described in the latter patent •

Fordelene ved den foreliggende oppfinnelse fremgår straks når man sammenligner den med de to ovennevnte kjente anordninger som hver inneholder en forsinkende linje som i spenningen f (t) innfører en forsinkelse £. Den eneste forsinkende linje L er_blitt erstattet med en gruppe bestående av to identiske linjer, og disses brytefrekvens The advantages of the present invention are immediately apparent when one compares it with the two above-mentioned known devices, each of which contains a delaying line which introduces a delay £ into the voltage f (t). The single delaying line L has_been replaced by a group consisting of two identical lines, and their breaking frequency

2fo2 fo

og dermed antallet av forsinkelsesenheter er minsket i forholdet —p— . and thus the number of delay units is reduced in the ratio —p— .

På den annen side er det ikke nødvendig å vite nøyaktig hvilken forsinkelse hver enkelt linje innfører, da dette ikke behøves for å bestemme & . Det er tilstrekkelig at denne forsinkelse er varierbar, slik at man kan finne et minimum for fluktueringene av On the other hand, it is not necessary to know exactly what delay each individual line introduces, as this is not needed to determine & . It is sufficient that this delay is variable, so that a minimum can be found for the fluctuations of

En liten forskjell mellom de to linjers forsinkelse innvirker bare på fluktuer-ingenes amplitude, men innfører ingen feil i middelverdien av ^. A small difference between the delay of the two lines only affects the amplitude of the fluctuations, but introduces no error in the mean value of ^.

Det skal i det følgende beskrives en særlig interessant anvendelse av fremgangsmåten i henhold til oppfinnelsen. In the following, a particularly interesting application of the method according to the invention will be described.

Dette eksempel gjelder en akustisk fjernmåler, som kan anvendes til å bestemme retningen og avstanden til en kilde for undervannslyd eller -ultralyd. This example concerns an acoustic range finder, which can be used to determine the direction and distance to a source of underwater sound or ultrasound.

Fig. 4 viser skjematisk en kjent anordning som omfatter fire hydrofoner 16,' 17, 18 og 19, som er anbrakt i flukt med hverandre sammen med sine respektive for-sterkere, som vist på tegningen. Hver hydrofon står i forbindelse med en smalbånd-mottaker. Fig. 4 schematically shows a known device which comprises four hydrophones 16, 17, 18 and 19, which are placed flush with each other together with their respective amplifiers, as shown in the drawing. Each hydrophone is connected to a narrowband receiver.

Løpetidsdifferensen mellom de to midtre hydrofoner 17 og 18 gjør det mulig å bestemme retningen til lydkilden A. The delay time difference between the two middle hydrophones 17 and 18 makes it possible to determine the direction of the sound source A.

Forskjellen mellom løpetidene for svingninger mottatt av de to hydrofoner 16 og 17 på den ene side og de to hydrofoner 18 og 19 på den annen side gjør det mulig å bestemme avstanden til lydkilden, når man tar den mottatte lydbølges kurvefasong i betraktning. The difference between the durations of oscillations received by the two hydrophones 16 and 17 on the one hand and the two hydrophones 18 and 19 on the other hand makes it possible to determine the distance to the sound source, when the received sound wave's curve shape is taken into account.

En enkel fasemåler 20 (av den art som er beskrevet og vist i det ovennevnte patent nr. 113547) som måler <<>Py = - <^g, muliggjør beregning av retningen. A simple phase meter 20 (of the kind described and shown in the above-mentioned patent no. 113547) which measures <<>Py = - <^g, enables calculation of the direction.

En mere komplisert fasemåler som måler faseforholdet: A more complicated phase meter that measures the phase relationship:

gjør det mulig å beregne avstanden. makes it possible to calculate the distance.

Men når retningen til lydkilden beveger seg bort fra perpendikulæren på den linje hydrofonene ligger i, vil det opptre altfor store lø petidsdifferen ser mellom hydrofonene som er plasert som vist i fig. 4, og de av de forskjellige hydrofoner mottatte spenninger er ikke lenger kontinuerlige. Betingelsen ^ AF<< 1 oppfylles ikke lenger og målingen av blir umulig. Denne betingelse begrenser fjern-målerens arbeids-felt til en vinkelåpning på noen få grader. Bruk av fremgangsmåten i henhold til den foreliggende oppfinnelse gjør det mulig å gjenopprette sammenhengen mellom spenningene som skal sammenlignes og dermed å anvende fjern-måleren også når retningen til lydkilden avviker betydelig fra perpendikulæren på den linje langs hvilken hydrofonene er plasert. But when the direction of the sound source moves away from the perpendicular to the line in which the hydrophones are located, there will be far too great a time difference between the hydrophones which are placed as shown in fig. 4, and the voltages received by the various hydrophones are no longer continuous. The condition ^ AF<< 1 is no longer fulfilled and the measurement of becomes impossible. This condition limits the rangefinder's working field to an angular opening of a few degrees. Use of the method according to the present invention makes it possible to restore the connection between the voltages to be compared and thus to use the remote meter also when the direction of the sound source deviates significantly from the perpendicular to the line along which the hydrophones are placed.

Figurene 5 og 5a - 5d viser et koblingsskjema for et komplett apparat i henhold til oppfinnelsen. Den foran beskrevne fremgangsmåte anvendes for å forsinke moduleringen av de av hydrofonene 16 og 18 leverte spenninger med tidsverdien C . Figures 5 and 5a - 5d show a connection diagram for a complete device according to the invention. The method described above is used to delay the modulation of the voltages delivered by the hydrophones 16 and 18 with the time value C.

Den informasjon, med hensyn til retningen, som er nødvendig for reguleringen av forsinkelsen C skaffes av fasemåleren 20: The information, with respect to the direction, which is necessary for the regulation of the delay C is obtained by the phase meter 20:

Når sammenhengen er gjenopprettet kan de to fasemålere måle verdiene When the connection is restored, the two phase meters can measure the values

Fasemåleren 23 bevirker subtrahering av verdiene ( ^6 ^7) °S (- 5^9) S0Tn leveres av de to fasemålere 21 og 22, og angir således verdien The phase meter 23 causes subtraction of the values ( ^6 ^7) °S (- 5^9) S0Tn supplied by the two phase meters 21 and 22, and thus indicates the value

En hvilken som helst kjent, egnet koblingsanordning gjør det mulig å anvende fjernmåleren uansett retningsvariasjonens fortegn. Any known, suitable coupling device makes it possible to use the distance meter regardless of the sign of the directional variation.

Fasemålerne 20 , 21, 22 , 23 og 24 er av den integrator-fasemåler-type som er beskrevet i det ovennevnte patent nr. 113547. Det nettopp beskrevne arran-gement bevirker at mottagningen og målingene blir nøyaktigere. En særlig fordel ved anordningen består deri at den arbeider godt også når retningen til lydkilden beveger seg betydelig bort fra perpendikulæren på den linje langs hvilken hydrofonene er plasert. The phase meters 20, 21, 22, 23 and 24 are of the integrator phase meter type described in the above-mentioned patent no. 113547. The arrangement just described causes the reception and measurements to be more accurate. A particular advantage of the device is that it works well even when the direction of the sound source moves significantly away from the perpendicular to the line along which the hydrophones are placed.

Claims

1. Procedure for the electronic study of signals, especially of noise, in the form of arbitrary voltages, whose energy spectrum is limited to a narrow band which is symmetrical in relation to a known frequency, characterized by introducing a delay in the narrow band's amplitude - and phase modulations and in these modulations eliminate any factor proportional to said delay.

2. Method according to claim 1, characterized in that the narrowband voltages are demodulated using two mutually 90° phase-shifted carrier voltages, whose frequency corresponds to the middle of the aforementioned narrowband voltages' energy spectrum, that a delaying line is introduced for each of the demodulated voltages, that one remodulates these delayed voltages using the same carrier voltages, that one adds the remodulated voltages to one another, and that one compares the final, remodulated voltage with the voltages corresponding to the delayed signal.

3. "Apparatus for carrying out the method stated in claim 1, comprising a voltage source representing the signal to be studied, a generator for voltage of the same frequency as the center frequency of the pass band to be studied. characterized by two demodulators which introduce the mentioned voltages mutually 90° out of phase, two delay lines each connected to one of the demodulators, two modulators of the same type as the demodulators and connected to each of these, a mixer connected to the modulators, a direct read phase meter connected so that it receives the sum of the modulated voltages and the voltages corresponding to the delayed signal.

4. Apparatus according to claim 3 for detecting narrow sound bands to locate their origin or to acoustically remote measure the sources, characterized in that it consists of four hydrophones each connected to a narrow band receiver.