WO2007029438A1

WO2007029438A1 - 非接触給電装置

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Publication number: WO2007029438A1
Application number: PCT/JP2006/315575
Authority: WO
Inventors: Shigeru Abe; Hiroyoshi Kaneko
Original assignee: National University Corporation Saitama University
Priority date: 2005-09-01
Filing date: 2006-08-07
Publication date: 2007-03-15
Also published as: US20100033156A1; DE112006002299T5; JP4644827B2; US8164925B2; JPWO2007029438A1

Abstract

【課題】高効率、高力率、無負荷依存性を備えた非接触給電装置を提供する。　【解決手段】交流電源３で駆動される一次巻線１に直列コンデンサＣｓ１を接続し、二次巻線２に並列コンデンサＣｐ２を接続し、電源周波数ｆ０、一次巻線１の一次漏れリアクタンスｘ１、二次巻線２の一次側に換算された二次漏れリアクタンスｘ２、一次側に換算された励磁リアクタンスｘ０とするとき、Ｃｐの値を、　　Ｃｐ≒１／｛２πｆ０×（ｘ０＋ｘ２）｝　一次側に換算したＣｓの値を、　　Ｃｓ≒（ｘ０＋ｘ２）／｛２πｆ０×(ｘ０×ｘ１＋ｘ１×ｘ２＋ｘ２×ｘ０)｝に設定する。このようにＣｐ及びＣｓの値を設定すると、非接触給電装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。電圧形インバータで駆動すれば、出力電圧（＝負荷電圧）は負荷の値が変わってもほぼ定電圧となり、抵抗負荷（ＺＬ＝Ｒ）の場合には、負荷の値が変わっても、電源出力の力率は常にほぼ１となる。

Description

明細書

非接触給電装置

技術分野

[0001] この発明は、非接触で移動体あるいは電気機器に給電を行う非接触給電装置に関する。

背景技術

[0002] 工場の搬送車やエレベータなどの移動体に対して、非接触で電力を供給すれば、トロリー給電方式における接点磨耗や接点火花の問題、ケーブル給電方式におけるケーブルの保持や力もまりなどの問題がなくなり、保守も容易になる。そのため、近年、トランスの原理を応用して、電磁誘導作用により一次卷線から二次卷線に非接触で電力を給電する非接触給電装置が開発され、実用化されている。

[0003] 図 25は、移動体に非接触給電を行うために開発された装置を示している。この装置は、周波数 fOの交流を出力する交流電源と、移動体の移動経路に設置され、トランスの一次卷線として作用する給電線 5と、一次卷線と共に並列共振回路を構成するコンデンサ Cplとを備えており、移動体側が、給電線 5から非接触で電力を取得するピックアップ 6と、ピックアップ 6内に保持された二次卷線 2と、二次卷線 2のコア 7と、移動体の負荷 ZLと、二次卷線 2と共に並列共振回路を構成するコンデンサ Cp2とを備えている。

この装置では、電力が交流電源力給電線 5に出力され、給電線 5に非接触の二次卷線 2を通じて、移動体の負荷 ZLに供給される。

[0004] また、図 26は、コードレス化された家電製品や携帯機器の充電のために採用されている非移動型非接触給電装置を示している。この装置は、一次卷線 1及び二次卷線 2のそれぞれがコア 7に卷回されており、一次卷線 1から、家電製品や携帯機器側の二次卷線 2に、電磁誘導作用により電力が送られる。

また、図 27は、図 25の非接触給電装置において、移動体側に、さらにダイオード整流器 40と平滑コンデンサ Cとを設け、負荷 ZLに対して直流を給電する装置を示している。この装置では、二次卷線 2の交流出力が、ダイオード整流器 40で直流に変換されて負荷 ZLに供給される。

また、図 28は、図 26の非移動型非接触給電装置において、家電製品や携帯機器側の二次側にダイオード整流器 40と平滑コンデンサ Cとを設け、負荷 ZLに対して直流を給電する装置を示してヽる。

[0005] これらの非接触給電装置は、トランスと同じ等価回路で表すことができるが、密結合トランスと違って、一次側と二次側との間に空隙が存在するため、結合係数が低ぐ大きな漏れインダクタンスが発生する。その解決に向け、従来の非接触給電装置では、共振回路を用いて変換効率の改善を図っている。

[0006] 従来の非接触給電装置の共振回路について説明する。

なお、この明細書及び図面では、一次卷線の卷数を Nl、二次卷線の卷数を N2、卷数比を n=NlZN2で表す。

図 29(a)は、下記非特許文献 1に記載された非接触給電装置の回路構成であり、一次側及び二次側に並列共振回路が設けられている。図 29(a')は、この回路の等価回路であり、トランスを T形等価回路で表している。

この等価回路では、電源出力の角周波数を ω0( = 2 πίθ)、そのときのトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθで表している。従って、一次漏れインダクタンスを 11 、一次側に換算された二次漏れインダクタンスを 12、一次側に換算された励磁インダクタンス (相互インダクタンス）を 10とすると、 xl、 χ2、 χθは (数 1)〜（数 3)の関係にある。

χ1=ω0 XII (数 1)

χ2=ω0 X12 (数 2)

χΟ=ωΟ X10 (数 3)

[0007] また、 xPlは、電源出力の角周波数が ω0( = 2 πίθ)のときの一次側コンデンサの容量リアクタンス、 χΡ2は、そのときの一次側に換算された二次側コンデンサの容量リァクタンスである。一次側コンデンサの値を Cpl、二次側コンデンサの一次側に換算した値を Cp2とすると、 xPl及び xP2は (数 4) (数 5)の関係にある。

χΡ1 = 1/(ωΟΧΟρ1) (数 4)

(数 5)

なお、一次側に換算されていない実際の二次側コンデンサの値を Cp2'とすると、

Cp2'=n XCp2 (数 6)

の関係にある。また、一次側に換算されて、な、励磁インダクタンス (相互インダクタンス）を 10 'とすると、

10=nXlO，（数 7)

の関係にあり、また、一次卷線の自己インダクタンスを Ll、一次側に換算されていない二次卷線の自己インダクタンスを L2とすると、

11=L1-10 (数 8)

12=(n²XL2)— 10 (数 9)

の関係にある。ここで、 nは卷数比であり、卷数比が n=lであれば、一次側に換算されて、な、値と換算した値とは同じ値になる。

[0008] 非特許文献 1の方式では、一次側のコンデンサが一次卷線の自己インダクタンスと共振回路を構成し (つまり、 xPl=xO+xlとなるように)、また、二次側のコンデンサが二次卷線の自己インダクタンスと共振回路を構成するように（つまり、 xP2=xO+x 2となるように）、各部の値を設定している。

[0009] また、図 29 (b)は、電流形インバータのように、周波数 fOの電流を出力する電流源を電源として用いることにより、一次側の共振回路を省略した回路構成を示している。図 29(b')は、その等価回路であり、 xl、 x2、 x0、 xP2は、図 29 (a')の場合と同じ意味を持つ。

[0010] また、図 29 (c)は、下記非特許文献 2に記載された非接触給電装置の回路構成を示し、図 29(c')は、その等価回路を示している。この装置は、二次側に、一次側に換算した値が Cs2の二次側コンデンサを有して!/、る。この二次側コンデンサの一次側に換算した容量リアクタンス xS2は、電源出力の角周波数が ω0( = 2πί0 )であるとき、 Cs2に対して (数 10)の関係にある。

(数 10)

また、一次側に換算されていない実際の二次側コンデンサの値を Cs2'とすると、 Cs2'=n XCs2 (数 11) の関係にある。なお、図 29 (c' )の xl、 χ2、 χθは、図 29 (a' )の場合と同じ意味を持つ。

非特許文献 2の方式では、励磁リアクタンス χθを無視して、一次漏れリアクタンス xl と二次漏れリアクタンス x2と二次側コンデンサとが直列共振回路を構成するようにコンデンサ CS2を設定している（つまり、 xS2=xl +x2とする)。

[0011] また、図 29 (d)は、下記特許文献 1に記載された非接触給電装置の回路構成を示し、図 29 (d，）は、その等価回路を示している。図 29 (d，）の xl、 x2、 xO、 xPl、 xS2 は、図 29 (a' )及び図 29 (c' )の場合と同じ意味を持つ。

特許文献 1の方式では、励磁リアクタンス χθと二次漏れリアクタンス x2と二次側コンデンサ Cs2とで直列共振回路を構成し（つまり、 1Z ( ω 0 X Cs2) =xS2=xO+x2とする)、さらに、前記直列共振回路が電源出力の基本周波数に同調して共振するように Cplの値を選択する。

[0012] この等価回路では、 1Z ( O O X CS2) =XS2=XO +X2としているため、負荷が抵抗 R (ZL=R)の場合に、図 29 (d，）の AA，より右の回路のインピーダンス ZAが、

ZA=x0²/R+j (xO+xl) (数 12)

になる。特許文献 1には、さらに ZAを、合成負荷抵抗 R"と合成インダクタンスとの並列回路に変換し、その回路が Cplと並列共振回路を構成するよう Cplの値を決めると、 Cplを含む回路全体が簡素な等価回路に転換できると記述され、そのときの合成負荷抵抗 R"が (数 13)で与えられると記述されている。

R" =R (xO+xl) ²/x0² (数 13)

しかし、この式には、後述するように、 x0²ZRが抜けている。

特許文献 1：特開 2002— 320347号公報

特干文献 1： A.W.ureen and J. T. Boys, 10kHz Inductively Coupled Power Transf er - Concept and Control", Power Electronics and Variable-Speed Drives, 26- 28 Oc t.， 1994, Conf. Publication No. 399, IEE

非特許文献 2：綾野,長瀬,稲葉,「高効率非接触給電措置の検討」，電気学会論文誌 D , 123卷， 3号， 2003

発明の開示発明が解決しょうとする課題

[0013] 非接触給電装置は、結合係数が低ぐ漏れインダクタンスが大きいため、高周波電源を採用し、また、直列あるいは並列のコンデンサを追加して共振回路を構成し、二次電圧（出力電圧)を高くすると共に、一次の入力力率を 1に近づけて無効電流を減らし、効率向上と電源及び非接触給電装置の小型化を図っている。

また、非接触給電装置は、一般に負荷が変動する用途に多く用いられるため、負荷変動の影響を受けに《(即ち、 "無負荷依存性"を持ち）、常に効率が高く安定な回路が望まれている。

また、どのような非接触給電装置に対しても適用可能で、良好な特性 (高効率、高力率、無負荷依存性)を持つ共振回路の構成とその設計法の確立が望まれてヽる。

[0014] これらの観点から上記従来技術の問題点について述べる。

図 29 (a)の方式や図 29 (c)の方式は、図 29 (a' )や（c ' )に示すトランスの等価回路の一部を省略あるいは簡略ィ匕して共振回路のコンデンサの値を決めており、このような省略や簡略ィ匕が可能なトランス定数を持つ場合でないと良好な特性は得られず、一般性に欠けると言う問題がある。特性改善の余地もあると思われる。

図 29 (b)の方式は、電源出力の力率が悪ぐ電源の利用効率に問題がある。

[0015] 図 29 (d)の方式は、等価回路を省略することなく共振回路を決定しており、抵抗負荷の場合 (即ち、線形負荷の場合）には入力力率が 1になる。しかし、共振回路を構成するコンデンサの値の決定法には改善の余地がある。この方法では、 2次卷線 (χθ と x2)とコンデンサ (Cs2)とからなる直列共振回路が電源出力の基本周波数と同調して共振するように一次側コンデンサ Cplの値を選択している力それに従えば、 Cs2 の値は、 1/ ( CO O X CS2) =xS2=xO+x2の関係を満たすように、また、 Cplの値は、（数 14)の関係を満たすように設定する必要がある。

1/( ω Ο Χ Ορ1)=χΡ1

=xO+xl +xOV{R² (xO+xl) } (数 14)

この関係は、図 29 (d' )の等価回路で電源より右のインピーダンスを求め、その j成分が 0になる条件力導くことができる。

[0016] (数 14)は、負荷 Rの値が変わる場合に、 Cplの値も変更する必要があることを示しており、 Cplの値を固定にすると、負荷 Rの変動により特性が劣化する恐れがある。また、等価回路に (数 12)及び (数 14)の値を代入して、電源から見た負荷のインピ一ダンス Zを算出すると、（数 15)に示す値となる。

Z = x0²/R + R (xO + X 1 ) xO² (数 15)

((数 15)と (数 13)とを比較して分力るように、特許文献 1の記述では、 x0²ZRが抜けている。）

この Zの値は、理想トランス特性とは異なる特性を示して！/、る。

[0017] 本発明は、こうした従来の問題点を解決するものであり、高効率、高力率、無負荷依存性を備えた非接触給電装置を提供することを目的として!ヽる。

課題を解決するための手段

[0018] 本発明では、交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、一次卷線または二次卷線の一方に直列に接続する直列コンデンサと、一次卷線または二次卷線の他方に並列に接続する並列コンデンサとを設け、交流電源の周波数を fOとし、周波数 fO における一次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、

一次側に換算した並列コンデンサの値 Cpを、

Ορ = 1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}

に設定し、一次側に換算した直列コンデンサの値 Csを、

Cs=(xO+X)/{2wfOX(xOXxl+ xl Χχ2 + χ2ΧχΟ)}

(但し、 Xは、並列コンデンサ力一次卷線に並列に接続されているときには xl、二次卷線に並列に接続されているときには χ2とする）

に設定している。

このように Cp及び Csの値を設定すると、非接触給電装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。

[0019] また、本発明の非接触給電装置では、

χ1Χχ2+ χ2ΧχΟ)} とするとき、直列コンデンサの値 Csを、

(1-0.4)CsO≤Cs≤ (1 + 0.4)CsO

の範囲内に設定している。

直列コンデンサの値 Csが CsO力もずれると共に特性は劣化するが、 ±40%程度までは使用可能な場合もある。

[0020] また、本発明の非接触給電装置では、

ΟρΟ=1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}

とするとき、並列コンデンサの値 Cpを、

(1-0.4)CpO≤Cp≤ (1 + 0.4)CpO

の範囲内に設定している。

並列コンデンサの値 Cpが CpOからずれると共に特性は劣化する力 ±40%程度までは使用可能な場合もある。

[0021] また、本発明では、交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、一次卷線に直列に接続された直列コンデンサと、二次卷線に並列に接続された並列コンデンサと、二次卷線と並列コンデンサとの間に直列接続されたインダクタと、並列コンデンサと並列に接続された負荷とを設け、交流電源の周波数を foとし、周波数 fOにおける一次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを x0、一次側に換算されたインダクタのリアクタンスを xaとするとき、

直列コンデンサの値 Csを、

Cs （χΟ+Υ)/{2πίΟΧ(χΟΧχ1+ χΙΧΥ+ΥΧχΟ)}

(但し、 Υは、 x2 + xaとする）

に設定し、並列コンデンサの値 Cpを、二次卷線及びインダクタとともに共振回路を構成するように設定している。

このように、二次側にインダクタをカ卩えることにより、二次電圧を適当な値に上げることができ、また、電源力も見た負荷側のインピーダンスの周波数特性も調整できる。

[0022] また、本発明の非接触給電装置では、一次卷線に直列に接続された直列コンデンサと、二次卷線に並列に接続された並列コンデンサと、二次卷線と並列コンデンサとの間に直列接続された二次側直列コンデンサと、並列コンデンサと並列に接続された負荷とを設け、交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける一次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、直列コンデンサの値 Csを、

Cs （χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + χΙ ΧΥ+ΥΧ χΟ)}

(但し、 Υは、 χ2とする）

に設定し、並列コンデンサ及び二次側直列コンデンサの値を、並列コンデンサと二次側直列コンデンサとを直列接続した全体のコンデンサの値じが、二次卷線とともに共振回路を構成するように設定している。

このように、二次側の並列コンデンサを 2つに分割することにより、二次電圧 (負荷電圧)を適当な値に下げることができ、また、電源から見た負荷側のインピーダンスの周波数特性も調整できる。

[0023] また、本発明の非接触給電装置では、一次卷線及び二次卷線の少なくとも一方がコアに卷回されている。

卷線をフライト等のコアに巻くことで非接触給電の効率が向上する。

[0024] また、本発明では、交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた同一形状の m個 (m> 1)の二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置に、一次卷線に直列に接続された直列コンデンサ Csと、二次卷線の各々に並列に接続された m個の並列コンデンサ Cpとを設け、交流電源の周波数を fOとし、一次卷線と二次卷線とで構成される m個のトランスの各々における周波数 fOでの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、

二次卷線の各々に接続する並列コンデンサの一次側に換算した値 Cpを、 Ορ = 1/{2 π ίΟ Χ (χ0 + χ2) }

に設定し、直列コンデンサの値 Csを、

Cs= (x0+x2) /{m X 2 π f 0 X (χθ X xl/m+xl X x2/m+x2 X xO) } に設定している。

このように Cp及び Csの値を設定すると、二次卷線が複数の場合でも、非接触給電装置のトランスは、理想トランスと略等価になる。そのため、二次側のピックアップの個数が複数の場合でもシステム全体が安定的に動作する。

[0025] また、本発明の非接触給電装置では、二次卷線に接続した並列コンデンサ Cpと、直流電力を供給する負荷との間に、インダクタを介して自励式コンバータを設置し、並列コンデンサ Cpを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を自励式コンバータで制御している。

このように、交流力直流への変換に自励式コンバータを用いる場合は、二次側交流の出力先が等価的に抵抗負荷となるように制御することができる。この場合、電源出力の力率は 1となり、電源が定電圧源であれば、二次側交流出力の電圧は負荷に依存せず一定となる。

[0026] この非接触給電装置では、二次側交流出力の電圧の大きさ及び位相、並びにインダクタを流れる電流の大きさに基づいて、自励式コンバータの交流入力端子における交流電圧の大きさ及び位相を制御する。

[0027] 自励式コンバータには、 PWM (Pulse Width Modulation)コンバータまたは電圧开パルス幅制御コンバータを用いることができる。

[0028] また、本発明の非接触給電装置では、二次卷線に接続した並列コンデンサ Cpと、直流電力を供給する負荷との間に、 PFC (Power Factor Correction)コンバータを設置し、並列コンデンサ Cpを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を PF Cコンバータで制御して、る。

このように、交流力直流への変換に PFCコンバータを用いても、二次側交流の出力先が等価的に抵抗負荷となるように制御することができる。

[0029] PFCコンバータとしては、ダイオードブリッジと昇圧チヨツバと力成る回路を用いることができる。

発明の効果

[0030] 本発明の非接触給電装置は、共振回路を構成するコンデンサ Csl及び Cp2が負荷に依存せず、無負荷依存性を備えている。また、抵抗負荷の場合には、負荷の値が変わっても、電源出力の力率は常に 1であり、高力率を有し、変換効率が高い。また、負荷がリアクタンス分を持つ場合であっても電源出力の力率は二次側の負荷力率と常に同じになる。

[0031] また、二次電圧及び二次電流が、一次電圧、一次電流、漏れリアクタンス及び励磁リアクタンスだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次側の値を簡単に推定でき、非接触給電システムの設計が容易である。

[0032] また、本発明の非接触給電装置は、二次側のピックアップの個数が複数の場合でもシステム全体が安定的に動作する。

[0033] また、本発明の非接触給電装置は、二次側交流出力を直流に変換して負荷に供給する場合でも、二次側出力の定電圧特性や高力率特性を維持することができる。図面の簡単な説明

[0034] [図 1]本発明の第 1の実施形態における非接触給電装置の回路構成図

[図 2]本発明の第 1の実施形態における非接触給電部の等価回路

[図 3]本発明の第 1の実施形態における非接触給電部の抵抗を省略した等価回路圆 4]本発明の第 1の実施形態における非接触給電装置の基本構成 (a)と等価回路 (b)

[図 5]本発明の第 1の実施形態における非接触給電部と等価な理想トランス回路

[図 6]本発明の第 1の実施形態における装置の特性を示す波形図

[図 7]本発明の第 2の実施形態における非接触給電装置の回路構成図

[図 8]本発明の第 2の実施形態における装置の非接触給電部の抵抗を省略した等価回路

[図 9]本発明の第 2の実施形態における非接触給電装置の基本構成 (a)と等価回路 (b)

[図 10]本発明の第 1の実施形態における装置の電源力も見たインピーダンス Zの周波数特性 (a)と、第 2の実施形態における装置の同周波数特性 (b)を示す図

[図 11]本発明の第 3の実施形態における非接触給電装置の回路構成図

[図 12]本発明の第 4の実施形態における非接触給電装置の回路構成図

[図 13]本発明の第 6の実施形態における移動型非接触給電装置を示す図 [図 14]本発明の第 6の実施形態における非接触給電部の等価回路

[図 15]共振コンデンサ付きトランスの出力電圧を整流器で直流電圧に変換して負荷に供給する場合の等価回路

[図 16]本発明の第 6の実施形態における非接触給電装置の回路構成図

[図 17]本発明の第 6の実施形態におけるインダクタ周辺の等価回路

[図 18]本発明の第 6の実施形態における非接触給電部の交流電圧と電流との関係を示すベクトル図

[図 19]本発明の第 6の実施形態における PWMコンバータの制御回路を示す図 [図 20]本発明の第 6の実施形態における PWMコンバータでの制御方式を説明する図

[図 21]本発明の第 6の実施形態における電圧形パルス幅制御コンバータでの制御方式を説明する図

[図 22]本発明の第 6の実施形態における非接触給電装置のローパスフィルタを挿入した場合の回路構成図

[図 23]本発明の第 7の実施形態における非接触給電装置の回路構成図

[図 24]本発明の第 7の実施形態における PFCコンバータでの制御方式を説明する図

[図 25]従来の移動型非接触給電装置を示す図

[図 26]従来の非移動型非接触給電装置を示す図

[図 27]従来の直流を給電する移動型非接触給電装置を示す図

[図 28]従来の直流を給電する非移動型非接触給電装置を示す図

[図 29]従来の非接触給電装置の基本構成と等価回路

符号の説明

1 一次卷線

2 二次卷線

3 高周波交流電源

4 電圧形インバータ

5 給電線

6 ピックアップ 7 コア

8 整流器

9 正弦波出力インバータ

10 非接触給電部

24 ローノスフイノレタ

25 PFCコンバータ

26 昇圧チヨッパ

31 整流器

32 平滑コンデンサ

40 ダイオード整流器

41 共振コンデンサ付きトランス

42 インダクタ

43 自励式コンバータ

51 電圧 ·位相検出回路

52 電流検出回路

53 電圧検出回路

54 自励式コンバータ制御回路

55 ゲート駆動回路

61 ピックアップ

62 ピックアップ

Csl 一次側直列コンデンサ

Cp2 二次側並列コンデンサ

Cpl 一次側並列コンデンサ

Cs2 二次側直列コンデンサ

Cp2a 二次側並列コンデンサ

Cp2b 二次側並列コンデンサ一次側に換算された二次電流 La インダクタ

VI 一次電圧

V2 一次側に換算された二次電圧

V 三相交流電源

AC

ZL 負荷

rO —次側に換算された励磁抵抗 (鉄損）

rl 一次卷線抵抗

r2 一次側に換算された二次卷線抵抗

χθ 一次側に換算された励磁リアクタンス

xl 一次漏れリアクタンス

x2 一次側に換算された二次漏れリアクタンス

xPl 一次側並列コンデンサのリアクタンス

xP2 二次側並列コンデンサのリアクタンス（一次側に換算された値）

xSl 一次側直列コンデンサのリアクタンス

xS2 二次側直列コンデンサのリアクタンス（一次側に換算された値）

発明を実施するための最良の形態

[0036] (第 1の実施形態）

図 1は、本発明の第 1の実施形態における非接触給電装置の回路構成を示している。

この装置は、高周波交流電源 3と、高周波交流電源 3から出力された電力の非接触給電を行う非接触給電部 10とを備えている。高周波交流電源 3は、三相交流電源 V

A

と、三相交流を整流する整流器 31と、平滑コンデンサ 32と、整流された電流を用い

C

て高周波電圧を発生する電圧形インバータ 4とを備えており、非接触給電部 10に数 k〜100KHZ程度の交流を供給する。また、非接触給電部 10は、トランスを構成する一次卷線 1及び二次卷線 2と、一次卷線 1に直列に接続された一次側コンデンサ C siと、二次卷線 2に並列に接続された二次側コンデンサ Cp2と、電力が供給される負荷 ZLとを備えている。

[0037] 電圧开インバータ 4は、よく知られて!/、るように、 IGBT (Insulated Gate Bipolar Tran sistor)等カゝら成る 4つの主スィッチと、各主スィッチに接続された 4つの還流ダイォード (不図示）とを具備し、主スィッチは、インバータカも方形波や略正弦波形の交流を出力するようにオン'オフ制御される。なお、図 1では還流ダイオードの記載を省略している（図 11及び図 12についても同様である）。

[0038] 図 2は、トランスを T形等価回路で表した非接触給電部 10の等価回路である。この等価回路では、一次側の入力電圧を VI、入力電流を II、一次側コンデンサ Cslの容量リアクタンスを xSl、一次卷線 1の卷線抵抗 (銅損）を rl、一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された二次卷線 2の卷線抵抗を r2、一次側に換算された励磁リアクタンスを x0、一次側に換算されたトランスの鉄損を表す抵抗 0、一次側に換算された二次側コンデンサ Cp2の容量リアクタンスを xP2、一次側に換算された出力電圧を V2、一次側に換算された出力電流を 12で表している。

[0039] 卷線抵抗 rl、 r2や鉄損を表す抵抗 rOが、それぞれ漏れリアクタンス xl、 x2や励磁リアクタンス χθに比べ十分小さい場合、即ち、 rl < <xl、 r2< <x2、 r0< <x0の場合、等価回路は、図 2から卷線抵抗 rl、r2と鉄損 rOとを省略して、図 3のように表すことができる。また、図 4は、この場合の基本構成 (a)及び等価回路 (b)を、従来の方式と比較できる形で表して、る。

[0040] この非接触給電装置では、一次卷線 1と直列にコンデンサ Cslを、二次卷線 2と並列にコンデンサ Cp2を入れ、 Cp2の値は、交流電源 3の周波数において二次卷線 2 の自己インダクタンスと共振回路を構成するように設定する。即ち、図 3または図 4 (b) の等価回路において、 Cp2を (数 16)のように決める。

1/ ( ω Ο Χ Ορ2) =χΡ2=χΟ+χ2 (数 16)

[0041] さらに、このときに図 3または図 4 (b)の等価回路で電源より右のインピーダンスの jを含む項が 0になるように、 Cslの値を (数 17)のように決める。

= (xO X xl+xl X x2+x2 X χθ)/ (χθ + x2)

(数 17)

こうすると、図 3または図 4 (b)の電源から見た負荷のインピーダンス Zは、（数 18)のようになる。

Z = { χθ/ (χθ + x2) } ² X ZL (数 18)

また、 ZL=Rであれば（数 19)のようになる。

Z= {xO/ (xO+x2) }² XR (数 19)

[0042] また、コンデンサ Csl及び Cp2を含むトランスの等価回路は、図 5に示す卷数比 a カ =¾：07 0+ 2)の理想トランスと等価になる。

即ち、

Vl = a XV2 (数 20)

Il = (l/a) X I2 (数 21)

となる。

[0043] (数 16)及び（数 17)〖こ示すように、 Csl及び Cp2の値は、トランスのリアクタンスの値だけで決まり、負荷に依らない。

また、（数 19)において、 {xO/ (xO+x2) } 2は j成分を含まないため、抵抗負荷 (ZL =R)の場合には、負荷の値が変わっても、電源 3の出力力率は常に 1となる。また、 ( 数 18)に示すように、リアクタンス分を持つ負荷であっても電源出力の力率は二次側の負荷力率と常に同じである。

また、（数 20) (数 21)に示すように、二次電圧 V2及び二次電流 12は、一次電圧 VI 、一次電流 12及び卷数比 aだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次側の値を簡単に推定できる。また、電源 (インバータ 4)が定電圧源であれば、二次側から見た電源も定電圧源であり、電源が定電流源であれば二次側から見た電源も定電流源となるため、非接触給電システムの設計が容易になる。このことは負荷の値が大きく変化する応用では特に有利となる。

また、各卷線ゃコンデンサに流れる電流の値も簡単な式で求まるため、どの部分の損失を減らせば、全体としての効率が上がるの力も容易に推定でき、効率改善の対策も取り易い。

[0044] 図 6は、この非接触給電装置の特性にっ、て測定した結果を示して、る。ここでは、図 1の回路構成において、一次電圧 VIは変えずに（一定とし）、抵抗負荷 Rを 50 Ω 、 100 Ω及び 200 Ωに変えた場合の、一次電圧 VI、一次電流 II、二次電圧 V2及び二次電流 12の各波形を表示している。一次電圧 VIは、縦軸 50VZdiv方形波形を示し、一次電流 IIは、縦軸 2. OOAZdivの正弦波形を示し、二次電圧 V2は、縦軸 5 OVZdivの正弦波形を示し、また、二次電流 12も正弦波形を示している。

これらを見ると、負荷抵抗 Rが変化しても、二次電圧 V2は、ほぼ一定であり、すべての電圧と電流との位相も変化せず、入力力率もほぼ 1であることが分かる。本発明の共振回路を用いれば「理想トランス特性」が得られることが確認できる。

[0045] なお、以上の特性は、卷線抵抗 rl、 r2や鉄損を表す抵抗 rOが、それぞれ漏れリアクタンス xl、 x2や励磁リアクタンス χθに比べ十分小さい場合 (rl < <xl、 r2< <x2 、 r0< <x0)に成り立つのであるが、非接触給電装置では、高周波でも損失の増加が少ないリッツ線やフェライトコアを用いるのが通例であり、卷線抵抗や鉄損が一次二次間の電圧電流特性に与える影響は十分小さい。

[0046] また、ここでは、 Cslの値を (数 17)から、 Cp2の値を (数 16)力決定した力次に示すように、（数 16) (数 17)で定まる値から ±40%程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

Cslや Cp2の値力 S (数 16) (数 17)で定まる値からずれると、共振回路では一般に共振周波数が変化する。共振回路の共振周波数が交流電源周波数 fOカゝらずれると、非接触給電装置では、一次入力電圧 VIが一定であっても、二次出力電圧 V2や効率、電源出力の力率が低下する。非接触給電装置及び交流電源の大きさは、一般に (効率 X力率)で決まるため、非接触給電装置及び交流電源を小型に構成するためには、共振回路の共振周波数が交流電源周波数から大きくずれないことが必要となる。

Cslや Cp2に (数 16) (数 17)で定まる値を用いた場合の（効率 X力率)の値を" A" とするとき、実際の装置における（効率 X力率）は、少なくとも Aの 50%以上とする必要がある。

実験から、共振回路の周波数のずれが ± 20%以下であれば、その (効率 X力率）は、 Aの 50%以上となる場合が多いことが分かった。

共振周波数は一般にコンデンサの値の平方根に逆比例するため、 Cslの値は、（数 17)で定まる値からのずれが ±40%以下であれば、また、 Cp2の値は、（数 16)で定まる値からのずれが ±40%以下であれば、特性の劣化はあっても使用可能な場合が含まれる。逆に士 40%以上ずれると本来の性能はまず得られな!/、。

[0047] 高周波交流電源 3の出力は、方形波でも正弦波でも良いが、正弦波の方が電磁ノィズは少ない。また、この電磁ノイズを抑えるため、高周波交流電源 3と非接触給電部 10との間にフィルターを入れても良い。高周波交流電源 3のインバータ 4には電流形インバータを用いてもよい。また、非接触給電の効率を上げるため、通常行われているように、卷線にはリッツ線を用い、フェライトコアに卷回することが好ましい。

[0048] また、負荷 ZLが抵抗負荷でない場合は、一次側に力率調整用のコンデンサやリアタトルを並列あるいは直列に追加して力率を改善しても良い。一般には誘導性負荷が多いため、力率調整用のコンデンサを追加して力率を改善することが多くなる。具体的には、 ZL=R+jXLとすると、（数 18)より電源から見た負荷のインピーダンス Zは、交流電源の周波数にぉ、て（数 22)のようになる。

Z = a² X (R+jXL) (数 22)

従って、一次卷線 1の直列コンデンサ Cslに、さらに直列に（数 23)の値のコンデンサ CLを追加すると、電源カゝら見た負荷のインピーダンス Zは (数 24)のように抵抗分だけとなり、電源出力の力率を 1とすることができる。

1/ ( ω 0 X CL) =xCL = a² XXL (数 23)

Z = a² XR (数 24)

また、この場合、追加したコンデンサ CLと直列コンデンサ Cslとを纏めて、一つのコンデンサとすることができる。

[0049] (第 2の実施形態）

本発明の第 2の実施形態では、第 1の実施形態の一次と二次のコンデンサを入れ換えた非接触給電装置につ!、て説明する。

図 7は、この装置の回路構成を示している。この装置は、高周波交流電源 3の高周波電圧発生手段として正弦波出力インバータ 9を備えており、また、非接触給電部 1 0力一次卷線 1に並列に接続された一次側コンデンサ Cplと、二次卷線 2に直列に接続された二次側コンデンサ Cs2とを備えている。その他の構成は第 1の実施形態（図 1)と変わりがない。 [0050] 図 8は、卷線抵抗 rl、 r2や鉄損 rOを省略した非接触給電部 10の等価回路であり、また、図 9は、この場合の基本構成 (a)及び等価回路 (b)を、従来の方式と比較できる形で表している。ここでは、一次側コンデンサ Cplの容量リアクタンスを χΡ1、一次側に換算された二次側コンデンサ Cs2の容量リアクタンスを xS2で表している。

[0051] この非接触給電装置では、一次側の並列コンデンサ Cplの値を、一次卷線の自己インダクタンスと並列共振回路を構成するように、即ち、（数 25)のように決める。

(数 25)

また、二次側の直列コンデンサ Cs2の値は、図 8または図 9 (b)の等価回路で電源より右のインピーダンスの jを含む項が 0になるように、（数 26)のように決める。

= (χθ X xl+xl X x2 + x2 X χθ)/ (xO + xl)

(数 26)

こうすると、図 8または図 9 (b)の電源から見た負荷のインピーダンス Zは、（数 27)のようになる。

Z= { (xO + xl) /xO}² X ZL (数 27)

また、 ZL=Rであれば（数 28)のようになる。

Z= { (xO+xl) /xO}² XR (数 28)

[0052] これは、コンデンサ Cpl及び Cs2を含むトランスの等価回路が、図 5に示す卷数比 a 力 (xO+xl) ZxOの理想トランスと等価になることを示しており、第 1の実施形態と同様に、（数 20) (数 21)の関係が成り立つ。

(数 25)及び (数 26)に示すように、 Cpl及び Cs2の値は、トランスのリアクタンスの値だけで決まり、負荷に依らない。

また、（数 27)において、 { (xO+xl) /xO}²は j成分を含まないため、抵抗負荷 (ZL =R)の場合には、負荷の値が変わっても、電源 3の出力力率は常に 1となる。また、 ( 数 28)に示すように、リアクタンス分を持つ負荷であっても電源出力の力率は二次側の負荷力率と常に同じである。

また、二次電圧 V2及び二次電流 12は、一次電圧 VI、一次電流 12及び卷数比 aだけで決まるため、一次側から二次側の値を、また、逆に二次側から一次側の値を簡単に推定できる等、第 1の実施形態と同様の効果を奏する。

[0053] また、この場合も、卷線抵抗 rl、 r2や鉄損を表す抵抗 rOが、それぞれ漏れリアクタンス xl、 x2や励磁ジァクタンス χθに i:匕べ十分/ J、さい場合 (rl < < xl、 r2< < x2、 rO

< < xO)に成り立つのであるが、非接触給電装置では、高周波でも損失の増加が少ないリッツ線やフェライトコアを用いるのが通例であり、卷線抵抗や鉄損が一次二次間の電圧電流特性に与える影響は十分小さ!/ヽ。

また、 Cpl、 Cs2の値は、（数 25) (数 26)で定まる値から ±40%程度ずれていても

、特性は劣るが使用可能な場合もある。

[0054] なお、図 9 (a)の基本構成及び図 9 (b)の等価回路は、図 29 (d) (d' )に示した特許文献 1の基本構成及び等価回路と同じであるが、 Cplと Cs2のコンデンサの値は全く異なり、その特性も異なる。

即ち、この装置では、 Cplを (数 25)により、 Cs2を (数 26)により決定しており、その値は負荷に依存しない。一方、特許文献 1では、 Cs2を 1Z ( O O X CS2) =xS2=xO

+x2の式力も決定し、 Cplを (数 14)により決定しており、 Cplの値は負荷に依存する。

また、この装置は、電源から見た負荷のインピーダンス Zが（数 27)となり、理想トランス特性を有している力特許文献 1では、電源から見た負荷のインピーダンス∑が（数 15)となり、理想トランス特性を有していない。

[0055] このように、この実施形態の装置は、第 1の実施形態と卷数比が異なる理想トランス特性を示すため、用途に応じて構成を選ぶことができる。

[0056] ただ、第 2の実施形態と第 1の実施形態とは一見良く似ているように見えるが、実は大きな相違がある。第 2の実施形態と第 1の実施形態とでは、電源から見た負荷側（非接触給電部 10)のインピーダンス Zの周波数特性が全く異なるのである。図 10 (a) は第 1の実施形態（図 1の回路)の Zの周波数特性を、また、図 10 (b)は第 2の実施形態（図 7の回路）の Zの周波数特性を示している。ここで、実線は I Z Iを示し、そのスケールを左縦軸に表示している。また、点線は Zの位相を示し、そのスケールを右縦軸に表示して、る。横軸には対数表示した周波数を表示して、る。

第 1の実施形態では、共振周波数においてインピーダンスが小さくなるため、方形波出力インバータで駆動しても、図 6に示すように、電流 II、 12は正弦波となり正常に動作する。これに対し、第 2の実施形態では、逆に共振周波数でインピーダンスが大きくなるため、方形波出力インバータで駆動すると、共振周波数以外の周波数成分の電流が多く流れ、電流波形は正弦波と程遠くなり、特性も良くない。そのため、方形波出力インバータによる駆動は好ましくなぐ正弦波出力インバータで駆動する必要がある。具体的には、図 7に示したように、正弦波出力インバータ 9を用いる力、非接触給電部 10の前に同調フィルタを入れる必要が生じる。従って、第 2の実施形態よりは、第 1の実施形態の方が部品点数も少なぐその分、効率も高ぐ総合的に優れている。

[0057] (第 3の実施形態）

本発明の第 3の実施形態では、第 1の実施形態の二次側にインダクタ Laを加えて、二次電圧 V2の設定を変えた非接触給電装置について説明する。

図 11は、この装置の回路構成を示している。この装置は、二次側にインダクタ Laが追加されている。その他の構成は第 1の実施形態（図 1)と変わりがない。

インダクタ Laの一次側に換算されたリアクタンスを xaとすると、 xaは (数 29)で表される。

xa= ω θ X La (数 29)

[0058] この非接触給電部 10の等価回路は、第 1の実施形態の図 2〜図 4に示す等価回路の一次側に換算された二次漏れリアクタンス x2が、 xaだけ増加して (x2 + xa)になつたと見ることができる。従って、 Cp2の値は、第 1の実施形態の (数 16)の x2を (x2 + xa)に置き換えて、

1/ ( ω Ο Χ Ορ2) =xP2 =xO+ (x2+xa) (数 30)

と決定する。これはコンデンサ Cp2の値を、交流電源 3の周波数において、二次卷線 2及びインダクタ Laとともに共振回路を構成するように設定してヽることに他ならな!ヽまた、 Cslの値は、第 1の実施形態の (数 17)の x2を (x2+xa)に置き換えて、

= {xO X xl+xl X (x2 + xa) + (x2 + xa) X xO}/{xO+ (x2 + xa) }

(数 31)

と決定する。

こうすると、図 11の電源力も見た負荷のインピーダンス Zは、

Z= {xO/ (xO + x2 + xa) }² X ZL (数 32)

となる。

[0059] また、このトランスの等価回路は、図5に示す卷数比&が&= 07 0+ 2+ &)の理想トランスと等価になり、二次電圧 V2は、（数 33)のようになる。

V2=V1 X (l/a) =Vl X (x0 + x2 + xa) /x0 (数 33)

このように、二次側にカ卩えるインダクタ Laの値により、二次電圧 V2を適当な値に上げることができ、また、それだけでなぐ電源から見た負荷側のインピーダンス Zの周波数特性も調整できる。

なお、 Cp2、 Cslの値は、（数 30) (数 31)で定まる値から ±40%程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

[0060] (第 4の実施形態）

本発明の第 4の実施形態では、第 1の実施形態の二次側コンデンサを分割することにより、二次電圧 (負荷電圧) V2の設定を変えた非接触給電装置について説明する図 12は、この装置の回路構成を示している。この装置では、第 1の実施形態（図 1) の二次側並列コンデンサ Cp2を Cp2a及び Cp2bの 2つに分割し、負荷 ZLは並列コンデンサ Cp2bと並列に設置している。その他の構成は、第 1の実施形態と変わりがない。

[0061] このコンデンサ Cp2a及び Cp2bは、それらを直列接続した場合の全体のコンデンサ容量が Cp2と等しくなるように、即ち、（数 34)のように設定する。

1/Cp2= (1/Cp2a) + (1/Cp2b) (数 34)

また、（数 34)の Cp2、及び図 12の直列コンデンサ Cslの値は、第 1の実施形態と同じように、（数 16) (数 17)により決定する。

このように並列コンデンサを 2分割すると、二次電圧 (負荷電圧) V2を適当な値に下げることができ、また、電源カゝら見た負荷側のインピーダンス Zの周波数特性も調整できる。

なお、 Cp2、 Cslの値は、（数 16) (数 17)で定まる値から ±40%程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

[0062] (第 5の実施形態）

本発明の第 5の実施形態では、 2次側が複数個存在する非接触給電装置について説明する。

移動型の非接触給電装置では、図 13に示すように、二次側が m個（m> l)のピックアップを有している場合がある。図 13では、二次側が、抵抗負荷 R1に給電するピックアップ 61と抵抗負荷 R2に給電するピックアップ 62と力も成る、 m= 2の場合を示している。ここでは、 R1≠R2であるが、ピックアップ 61、 62は同一形状とする。このため、ピックアップ 61、 62内の二次卷線に並列に接続された並列コンデンサ Cp2は同じ値を持つ。

図 14は、図 13の PP'より右側の回路の等価回路を示している。ここでは、簡単のため卷線抵抗や鉄心の損失を無視して！/ヽる。

[0063] この装置では、各ピックアップ 61、 62の二次卷線に接続する並列コンデンサの値 C p2を、各ピックアップ 61、 62の二次卷線の自己インダクタンスと共振回路を構成するように、

Ορ2= 1/{2 π ίΟ Χ (χ0 + χ2) } (数 35)

と設定する。

そして、一次卷線に接続する直列コンデンサの値 Cslは、図 13の交流電源の力率力になるように、即ち、図 14に示す等価回路のインピーダンスの jを含む項が 0になるように設定する。 2次側負荷が m個のとき、 Cslは (数 36)のようになる。

Csl = (x0+x2) /{m X 2 π f 0 X (χθ X xl/m+xl X x2/m+x2 X xO) }

(数 36)

Cp2、 Cslをこのように設定すると、図 13の電源から見た負荷側のインピーダンス Z は、

Z= {xO/ (xO+x2) }² X (R1 +R2) (数 37) となる。

これは 2次側が 1個の場合の (数 19)と類似の形であり、「理想トランス特性」が 2次側負荷を直列した値 (R1 +R2)に対して成立している。従って、 R1の印加電圧を V2 1、 R2の印加電圧を V22とするとき、一次側電源が定電圧源であれば、 2次側電圧の和（V21 + V22)は、（Rl +R2)の値に関わらず定電圧となることが分かる。

[0064] ただ、 R1及び R2と電圧 V21及び V22とは、

V21 :V22=R1 :R2

の関係にあり、一方の Rが非常に大きくなると (例えば軽負荷で)、他方の電圧が著しく低下する。そのため、大きくなつた Rは短絡する (R=0)などの対策が必要となる。

[0065] (数 37)より、二次側負荷が m個の場合には、

Z= {xO/ (xO+x2) }² X (R1 +R2H +Rm)

となることが分かる。

本発明の特徴は、 Csl及び Cp2の値が負荷に依らないことであり、 2次側負荷全体に対して「理想トランス特性」が成立つことである。従って、二次側の電圧分布も容易に分かり、問題が生じたときは対策が採り易い。

なお、 Cp2、 Cslの値は、（数 35) (数 36)で定まる値から ±40%程度ずれていても、特性は劣るが使用可能な場合もある。

[0066] (第 6の実施形態）

第 6の実施形態では、二次卷線の交流出力を直流に変換して負荷に供給する非接触給電装置について説明する。

非接触給電装置から給電される負荷が抵抗負荷や誘導性負荷のように線形負荷（即ち、正弦波電圧の印加により正弦波電流が流れる負荷)である場合は、第 1〜第 5 の実施形態で示す構成により、トランスが理想トランスと略等価となるため、一次側の電源が定電圧源（交流電圧が負荷電流に依存しなヽ交流源)であるならば、二次側の交流出力は、負荷の値が変わっても、あるいは、図 13のようにピックアップ 61、 62 の個数が増力 Πしても、定電圧に保たれる。また、電源出力の力率は、二次側の負荷力率と常に同じになり、特に、負荷が抵抗負荷の場合には、負荷の値が変わっても、電源の出力力率は常に 1となる。しかし、図 27や図 28に示すように、二次側交流出力をダイオード整流器 40で直流に変換する場合は、ダイオード整流器 40を含む負荷が非線形負荷となり、第 1〜第 5 の実施形態の構成を適用しても、二次側出力の定電圧特性や高力率特性等の優れた特性が損なわれる。

[0067] 図 15は、図 27や図 28の装置に第 1の実施形態の構成を適用した場合の説明図であり、図 1の非接触給電装置の二次側交流出力をダイオード整流器 40で直流に変換して負荷 ZLに供給する場合を示している。ここでは、トランスと直列コンデンサ Csl と並列コンデンサ Cp 1とをまとめて共振コンデンサ付きトランス 41と呼ぶことにする。この共振コンデンサ付きトランス 41からダイオード整流器 40に出力される二次側交流電圧を V2、二次電流を 12、また、ダイオード整流器 40で直流に変換され、且つ、平滑コンデンサ Cによりほぼ一定となるように設定された直流電圧を Vdとすると、ダイオード整流器 40のダイオードは、二次側交流電圧 V2の絶対値が直流電圧 Vdよりも大きい期間だけオンするため、二次電流 12は断続し、ダイオード整流器 40を含む負荷は非線形負荷となる。この場合は、一次側の電源が定電圧源であっても、二次側出力の定電圧特性は得られず、また、電源出力の力率を高い値に保つことができない。

[0068] しかし、この点は、図 15の AA'より右側が線形負荷である抵抗と等価になるように設定すれば解決する。つまり、共振コンデンサ付きトランス 41のコンデンサ Cp2を (数 16)のように設定し、且つ、コンデンサ Cslを (数 17)のように設定した場合に、二次側交流電圧 V2は略正弦波形となるため、二次側交流電流 12力と同じ位相の正弦波になる整流回路を用いれば良いことになる。

[0069] 図 16は、この実施形態の非接触給電装置を示している。この装置は、高周波交流電源 3と、共振コンデンサ付きトランス 41と、インダクタ 42と、自励式コンバータ 43と、平滑コンデンサ Cと、負荷 ZLとを有しており、共振コンデンサ付きトランス 41と負荷 Z との間に、インダクタ 42を介して自励式コンバータ 43を配置して、る。

この非接触給電装置は、図 15の構成と比べると、ダイオード整流器 40の代わりにィンダクタ 42及び自励式コンバータ 43を用いて、る点で相違して!/、る。

[0070] 自励式コンバータ 43は、 4つの主スィッチと、各主スィッチに並列接続された 4つの還流ダイオードとを具備し、各還流ダイオードは、各主スィッチのェミッタ力もコレクタ方向への逆電流を許容するように接続されている。主スィッチは、自己消弧能力を持つ IGBT、 MOSFET、 GTOサイリスタ、パワートランジスタ等のデバイスから成り、コンバータ自体で転流が可能である。

[0071] なお、この自励式コンバータ 43は、電圧形の自励式インバータである。自励式インバータは、よく知られているように、直流から交流への逆変換 (インバータ動作)を行うとともに、電力の流れを逆にして、交流から直流への順変換 (コンバータ動作)を行うことが可能である。コンバータ動作を行っている自励式インバータは、 "自励式コンパータ"とも呼ばれる。そのため、この明細書では、統一して"自励式コンバータ"と呼ぶことにする。

[0072] Vヽま、共振コンデンサ付きトランス 41の AA'間の二次側交流電圧を V2、インダクタ 42を流れる二次側交流電流を 12、自励式コンバータ 43の交流入力端子 CC'間の交流電圧を V3、自励式コンバータ 43で直流に変換され、且つ、平滑コンデンサ Cによりほぼ一定となるように設定された直流電圧を Vdとする。二次側交流電圧 V2は、共振コンデンサ付きトランス 41のコンデンサ Cp2を (数 16)のように設定し、且つ、コンデンサ Cslを (数 17)のように設定することで略正弦波形となる。この正弦波の周波数を f0、角周波数を ω 0 ( = 2 π X fO)とする。

[0073] 自励式コンバータ 43は、直流電圧 Vdを一定値に維持し、且つ、二次側交流電流 I 2を二次側交流電圧 V2と同位相の正弦波にするために、主スィッチの切換えのタイミングが制御される。

この二次側交流電流 12の振幅及び位相は、自励式コンバータ 43の交流入力端子 CCにおける交流電圧 V3の大きさと位相とを制御して変えることができる。その点を図 17及び図 18を用いて説明する。

[0074] 図 17は、インダクタ (42) Lに加わる交流電圧 V2、 V3と、インダクタ Lに流れる二次側交流電流 12とを示す等価回路である。ここでは、交流電圧 V3を、自励式コンパ一タ 43が直流電圧 Vdから逆変換した交流電圧として示して、る。この交流電圧 V3の基本波は、後述するように、主スィッチの切換え制御により、周波数 fOの正弦波形に近付けることができる。この等価回路から、インダクタ Lを流れる二次側交流電流 12が、交流電圧 V2及び交流電圧 V3の大きさと位相とで決まることが分かり、交流電圧 V3 を変えて、インダクタ Lに印加される電圧 (V2— V3)を変えれば、二次側交流電流 12 を制御できることが分かる。

[0075] 図 18は、図 17の回路のベクトル図である。インダクタ Lの電圧降下を示すベクトル (j co OLI2)は、大きさが co OLI2で、交流電圧 V2のベクトル V2と直角になる場合を示している。もしも、図 18に示すように、交流電圧 V3のベクトル V3とベクトル (j co OLI2)との合成ベクトルがベクトル V2と一致するならば、即ち、（数 38)に示すように、

V2=j co OLI2+V3 (数 38)

であるならば、 12と V2とは位相が一致する。

従って、自励式コンバータ 43を用いて、交流電圧 V3が図 18に示す大きさと位相 Θ とを持つように制御すれば、二次側交流電流 12は二次側交流電圧 V2と同位相になり、交流出力の力率は 1となり、図 16の AA'から右側は抵抗負荷と等価になる。

[0076] 図 19は、この自励式コンバータ 43の制御回路を示している。この制御回路は、二次側交流電圧 V2の電圧及び位相を検出する電圧 ·位相検出回路 51と、インダクタ 4 2を流れる二次側交流電流 12を検出する電流検出回路 52と、変換された直流電圧 V dを検出する電圧検出回路 53と、検出された値に基づいて主スィッチ Ql、 Q2、 Q3、 Q4のスイッチング信号を生成する自励式コンバータ制御回路 54と、このスイッチング信号に基づいて主スィッチ Ql、 Q2、 Q3、 Q4を駆動するゲート駆動回路 55とを備えている。

[0077] 自励式コンバータ制御回路 54は、例えば、 PWM (Pulse Width Modulation：パルス幅変調)方式により、スイッチング信号を生成する。 PWM方式では、図 20 (a)に示すように、正弦波 (信号波） eOと三角波状の搬送波 esとを比較し、正弦波と搬送波とが交差した時点で主スィッチ Ql、 Q2、 Q3、 Q4のスイッチング信号を出力する。このスイッチ信号により、

(1) Q1、 Q3 :オン、 Q2、 Q4 :オフ

(2) Q2、 Q3 :オン、 Ql、 Q4 :オフ

(3) Q2、 Q4 :オン、 Ql、 Q3 :オフ

(4) Q1、 Q4 :オン、 Q2、 Q3 :オフの順番でオン'オフが繰り返され、正弦波の振幅の方が搬送波より大きい期間（あるいは逆に正弦波の振幅の方が小さい期間）をパルス幅とするパルスが自励式コンパータ 43の交流入力端子 CC'に出力される。

この多数のパルス列は、図 20 (b)に示すように、擬似的に正弦波を成しており、パルスの数、間隔、パルス幅などを変えることで正弦波の振幅や周波数を可変できる。

[0078] 自励式コンバータ制御回路 54は、電圧検出回路 53が検出した直流電圧 Vdを所定値と比較し、その電圧偏差から、平滑コンデンサ Cの電圧を所定値に保っために交流電源から供給すべき電流の振幅 Iを計算する。そして、電圧'位相検出回路 51 で検出された交流電圧 V2と同一位相で、且つ、振幅が Iである電流指令値を生成し、電流検出回路 52で検出された電流 12が電流指令値に追従するように交流電圧 V3 の指令値を算出し、この指令値を信号波として、 PWM方式により主スィッチ Ql、 Q2 、 Q3、 Q4のスイッチング信号を生成する。

こうした手順で、自励式コンバータ 43は、直流電圧 Vdを一定に保ち、且つ、二次側交流出力の力率を 1に制御することができる。

[0079] この非接触給電装置では、一次側の電源が定電圧源であれば、交流二次電流 12 が増カロしても、二次電圧 V2は略一定となる。また、二次側負荷の個数が複数になつても、各二次電圧 V2の和は負荷電力に依らず略一定となる。

なお、 PWM方式を用いるコンバータは、 PWMコンバータと呼ばれ、通常、商用周波数（50Hz、 60Hz)の電源に接続して電源への電力回生が必要な場合に用いられている。この PWMコンバータは、高力率かつ高調波電流が少ない特長がある。この実施形態の非接触給電装置では、 PWMコンバータを用いることで、こうした特長とともに、「高周波電源が定電圧源であれば、負荷の値が変わっても、二次交流出力電圧が一定になる」という特長が維持される。

[0080] ただ、非接触給電装置では、高周波電源 3の周波数 fOが 1kHz〜： LOOkHzと高いため、図 20 (a)に示す PWMコンバータの信号波 eOの周波数は fOと同じになり、搬送波 esの周波数は fOより通常 1桁以上高く選ぶ必要がある。従って、半導体スィッチ Q1〜Q4の動作周波数は極めて高くなる。

この半導体スィッチ Q1〜Q4の動作周波数を低く抑えるには、 PWMコンバータに代えて、電圧形パルス幅制御コンバータを用いれば良い。この電圧形パルス幅制御コンバータでは、オン信号を与える半導体スィッチ Q1〜Q4力図 21 (a)に示すように切り替えられる。この場合、自励式コンバータ 43の交流入力端子 CC 'における交流電圧は、図 21 (b)に示す擬似的な正弦波となる。

[0081] また、インダクタ 42のコンバータ側の電圧波形 V3をより正弦波に近づけるため、図 22に示すように、インダクタ 42と自励式コンバータ 43との間にローパスフィルタ 24を挿入しても良い。

また、ここでは自励式コンバータ 43として単相のものを示した力多相のものを用いることもできる。また、電流形の自励式コンバータを用いても良い。

[0082] (第 7の実施形態）

本発明の第 7の実施形態では、二次卷線の交流出力を直流に変換して負荷に供給する第 2の方式として、 PFC (Power Factor Correction:力率改善）コンバータを用 V、る非接触給電装置につ!、て説明する。

PFCコンバータは、整流回路の後段にスイッチング回路（直流チヨッパ）を接続して、整流回路で整流された直流電圧を、スイッチング回路で所定のレベルの直流電圧に変換するものであり、スイッチング回路のスイッチングを工夫することで、整流回路の出力電圧のみならず、整流回路の入力交流電流を制御することができる。

[0083] 図 23は、この実施形態の非接触給電装置を示している。この装置は、高周波交流電源 3と、共振コンデンサ付きトランス 41と、ローパスフィルタ 24と、ダイオード整流器 40及び昇圧チヨッパ 26を組み合わせた PFCコンバータ 25と、平滑コンデンサ Cと、負荷 ZLとを有しており、共振コンデンサ付きトランス 41と負荷 ZLとの間に PFCコンパータ 25が配置されている。なお、ローパスフィルタ 24は、 PFCコンバータ 25への入力電圧波形をより正弦波に近づける必要がある場合に設置すればよい。

[0084] PFCコンバータ 25は、よく知られているように、昇圧チヨッパ 26のスィッチ Sのオン' オフを制御することで、入力交流電流 12を正弦波に近づけ、入力交流電流 12の位相を二次側交流電圧 V2の位相とほぼ同じにすることができる。

図 24は、周波数 fOの二次側交流電圧 V2の半周期の間に昇圧チヨッパ 26を電流不連続モードで動作させた場合の V2、リアタトル電流 I及び入力交流電流 12の関係を示している。昇圧チヨッパ 26は、

(1)スィッチ3 :ォン、

(2)スィッチ S :オフ、 I≠0、

L

(3)スィッチ S :オフ、 I =0、

L

の動作状態を繰り返し、それにより、図 24のリアタトル電流 Iが発生する。入力交流電し

流 12の波形は、リアタトル電流 Iと同じになり、入力交流電流 12の電流平均値は、二し

次側交流電圧 V2と同じ位相の正弦波となる。その結果、図 23の AA'より右側は、抵抗負荷と等価になる。

また、 PFCコンバータ 25の出力電圧は、二次側交流電圧 V2の最大値より大きくなる。

[0085] このように、この非接触給電装置では、図 23の AA'より右側が抵抗負荷と等価になるため、二次側交流出力の力率は 1になり、一次側の電源が定電圧源であれば、交流二次電流 12が増加しても、二次電圧 V2は略一定となる。また、二次側負荷の個数が複数になっても、各二次電圧 V2の和は負荷電力に依らず略一定となる。また、負荷 ZLに対しては略一定の直流電圧が供給される。

[0086] なお、図 23では、 PFCコンバータ 25として、ダイオード整流器 40と昇圧チヨッパ 26 とを組み合わせた代表的な PFCコンバータを示している力 PFCコンバータには様々な回路がある。この非接触給電装置では、 PFCコンバータのどの回路を用いた場合でも、基本的に同じ効果を得ることができる。

産業上の利用可能性

[0087] 本発明の非接触給電装置は、工場の搬送車やエレベータ等の移動体、あるいは、コードレス家電製品や携帯機器など、従来、非接触給電装置が用いられている各種装置に広く適用して、特性の改善を図り、高効率、高力率、無負荷依存性を実現することがでさる。

Claims

請求の範囲

[1] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、

前記一次卷線または二次卷線の一方に直列に接続された直列コンデンサと、前記一次卷線または二次卷線の他方に並列に接続された並列コンデンサとを備え、前記交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける前記一次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、

一次側に換算した前記並列コンデンサの値じが、

Ορ = 1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}

に設定され、一次側に換算した前記直列コンデンサの値 Csが、

Cs=(xO+X)/{2wfOX(xOXxl+ xl Χχ2 + χ2ΧχΟ)}

(但し、 Xは、前記並列コンデンサが、前記一次卷線に並列に接続されているときには xl、前記二次卷線に並列に接続されているときには χ2とする）

に設定されて!ヽることを特徴とする非接触給電装置。

[2] 請求項 1に記載の非接触給電装置であって、

とするとき、前記直列コンデンサの値 Csが、

(1-0.4)CsO≤Cs≤ (1 + 0.4)CsO

の範囲内に設定されて!、ることを特徴とする非接触給電装置。

[3] 請求項 2に記載の非接触給電装置であって、

ΟρΟ=1/{2πίΟΧ (χΟ+Χ)}

とするとき、前記並列コンデンサの値じが、

(1-0.4)CpO≤Cp≤ (1 + 0.4)CpO

[4] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、

前記一次卷線に直列に接続された直列コンデンサと、前記二次卷線に並列に接続された並列コンデンサと、前記二次卷線と前記並列コンデンサとの間に直列接続されたインダクタと、前記並列コンデンサと並列に接続された負荷とを備え、

前記交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける前記一次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを x0、一次側に換算された前記インダクタのリアクタンスを xaとするとき、

前記直列コンデンサの値 Csが、

Cs （χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + χΙ ΧΥ+ΥΧ χΟ)}

(但し、 Υは、 x2 + xaとする）

に設定され、前記並列コンデンサの値じが、前記二次卷線及びインダクタとともに共振回路を構成するように設定されて!ヽることを特徴とする非接触給電装置。

[5] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、

前記一次卷線に直列に接続された直列コンデンサと、前記二次卷線に並列に接続された並列コンデンサと、前記二次卷線と前記並列コンデンサとの間に直列接続された二次側直列コンデンサと、前記並列コンデンサと並列に接続された負荷とを備え前記交流電源の周波数を fOとし、周波数 fOにおける前記一次卷線及び二次卷線で構成されるトランスの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとき、

前記直列コンデンサの値 Csが、

Cs （χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + χΙ ΧΥ+ΥΧ χΟ)}

(但し、 Υは、 χ2とする）

に設定され、前記並列コンデンサ及び二次側直列コンデンサの値は、前記並列コンデンサと前記二次側直列コンデンサとを直列接続した全体のコンデンサの値じが、前記二次卷線とともに共振回路を構成するように設定されてヽることを特徴とする非接触給電装置。

[6] 請求項 4または 5に記載の非接触給電装置であって、 ϋ5θ= (χΟ+Υ) /{2 π ίΟ Χ (χΟ Χ χ1 + xl XY+ ΥΧ χΟ)}

とするとき、前記直列コンデンサの値 Csが、

(1 -0. 4) CsO≤Cs≤ (1 + 0. 4) CsO

[7] 請求項 1から 6のいずれかに記載の非接触給電装置であって、前記一次卷線及び二次卷線の少なくとも一方がコアに卷回されていることを特徴とする非接触給電装置

[8] 交流電源で駆動される一次卷線から、空隙を隔てて置かれた同一形状の m個 (m

> 1)の二次卷線に電磁誘導作用により電力を給電する非接触給電装置であって、前記一次卷線に直列に接続された直列コンデンサ Csと、前記二次卷線の各々に並列に接続された m個の並列コンデンサ Cpとを備え、

前記交流電源の周波数を fOとし、前記一次卷線と前記二次卷線とで構成される m 個のトランスの各々における周波数 fOでの一次漏れリアクタンスを xl、一次側に換算された二次漏れリアクタンスを x2、一次側に換算された励磁リアクタンスを χθとするとさ、

前記二次卷線の各々に接続する前記並列コンデンサの一次側に換算した値じが

Ορ = 1/{2 π ίΟ Χ (χ0 + χ2) }

に設定され、前記直列コンデンサの値 Csが、

Cs= (x0+x2) /{m X 2 π f 0 X (χθ X xl/m+xl X x2/m+x2 X xO) } に設定されて!ヽることを特徴とする非接触給電装置。

[9] 請求項 1、 2、 3、 5、 6、 7または 8に記載の非接触給電装置であって、

前記二次卷線に接続した前記並列コンデンサ Cpと、直流電力を供給する負荷との間に、インダクタを介して自励式コンバータを設置し、前記並列コンデンサ Cpを介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を前記自励式コンバータで制御することを特徴とする非接触給電装置。

[10] 請求項 9に記載の非接触給電装置であって、前記二次側交流出力の電圧の大きさ及び位相、並びに前記インダクタを流れる電流の大きさに基づいて、前記自励式コンバータの交流入力端子における交流電圧の大きさ及び位相を制御することを特徴とする非接触給電装置。

[11] 請求項 9または 10に記載の非接触給電装置であって、前記自励式コンバータが P WM (Pulse Width Modulation)コンバータであることを特徴とする非接触給電装置。

[12] 請求項 9または 10に記載の非接触給電装置であって、前記自励式コンバータが電圧形パルス幅制御コンバータであることを特徴とする非接触給電装置。

[13] 請求項 1、 2、 3、 5、 6、 7または 8に記載の非接触給電装置であって、

前記二次卷線に接続した前記並列コンデンサ Cpと、直流電力を供給する負荷との間に、 PFC (Power Factor Correction)コンバータを設置し、前記並列コンデンサ Cp を介して負荷側に出力される二次側交流出力の力率を前記 PFCコンバータで制御することを特徴とする非接触給電装置。

[14] 請求項 13に記載の非接触給電装置であって、前記 PFCコンバータとして、ダイォードブリッジと昇圧チヨツバとから成る回路を用いることを特徴とする非接触給電装置