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WO2004036726A1 - 直流変換装置 - Google Patents

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Info

Publication number
WO2004036726A1
WO2004036726A1 PCT/JP2003/013411 JP0313411W WO2004036726A1 WO 2004036726 A1 WO2004036726 A1 WO 2004036726A1 JP 0313411 W JP0313411 W JP 0313411W WO 2004036726 A1 WO2004036726 A1 WO 2004036726A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switch
transformer
converter according
circuit
power supply
Prior art date
Application number
PCT/JP2003/013411
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Mamoru Tsuruya
Original Assignee
Sanken Electric Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Sanken Electric Co., Ltd. filed Critical Sanken Electric Co., Ltd.
Priority to JP2005501355A priority Critical patent/JP4124231B2/ja
Priority to EP03756715A priority patent/EP1560323A1/en
Priority to US10/531,797 priority patent/US7532488B2/en
Publication of WO2004036726A1 publication Critical patent/WO2004036726A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
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    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/16—Means for providing current step on switching, e.g. with saturable reactor
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    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a high-efficiency, compact, low-noise DC converter.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a conventional DC converter of this type.
  • a main switch Q1 including a MOSFET hereinafter referred to as an FET
  • a primary winding 5a turns nl
  • a parallel circuit including a resistor R2 and a snubber capacitor C2 and a diode D3 connected in series to the parallel circuit are connected to both ends of the primary winding 5a.
  • the main switch Q 1 is turned on / off by the PWM control of the control circuit 100.
  • the primary winding 5a of the transformer T and the secondary winding 5b of the transformer T are wound so that an in-phase voltage is generated therebetween, and the secondary winding 5b of the transformer T (number of turns) n 2) is connected to a rectifying and smoothing circuit composed of diodes Dl and D2, reactor L1 and capacitor C4.
  • This rectifying and smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) in the secondary winding 5b of the transformer T, and outputs a DC output to the load RL.
  • the control circuit 100 has an operational amplifier and a photo power blur (not shown) .
  • the operational amplifier compares the output voltage of the load RL with the reference voltage, and when the output voltage of the load RL becomes higher than the reference voltage, Control is performed so as to reduce the ON width of the pulse applied to the main switch Q1. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the main switch Q1.
  • FIG. 2 shows a voltage Q1 v across the main switch Q1, a current Q1 i flowing through the main switch Q1, and a Q1 control signal for controlling the main switch Q1 to be turned on / off.
  • the main switch Q1 is turned on by the Q1 control signal, and a current Qli flows from the DC power supply Vdc1 to the main switch Q1 via the primary winding 5a of the transformer T.
  • This current linearly increases with time until time t32.
  • the current n 1 i flowing through the primary winding 5 a is the same as the current Q 1 i until time t 32. Increases linearly with the passage of time.
  • the main switch Q1 is changed from the on state to the off state by the Q1 control signal.
  • the excitation energy of the leakage inductor Lg (the inductance not coupled to the secondary winding 5b) is equal to the secondary winding. Since it is not transmitted on line 5b, it is stored in the snapper capacitor C2 via the diode D3.
  • a switching noise can be reduced by inserting a snubber circuit (C 2, R 2) and making the temporal change of the voltage of the main switch Q 1 slow.
  • the surge voltage to the main switch Q1 due to the leakage inductor Lg of the transformer T can be suppressed. Disclosure of the invention
  • the transformer exciting current flowing through the primary winding 5a of the transformer T increases linearly with a positive value when the main switch Q1 is on, and turns off when the main switch Q1 is off. Sometimes it decreases linearly to zero. That is, as shown in Fig. 3, since the magnetic flux of the transformer T uses only the first quadrant of the B-H force ( ⁇ '), the core utilization of the transformer ⁇ ⁇ is low and the transformer ⁇ is large. Had been transformed.
  • An object of the present invention is to provide a DC converter capable of miniaturizing a transformer and performing zero voltage switching of a switch, and having a small size, high efficiency, and low noise.
  • a DC converter is connected to a DC power supply in parallel.
  • a first series circuit in which the primary winding of the transformer and the first switch are connected in series, a saturable reactor connected in parallel to the primary winding of the transformer, and the first series circuit.
  • a first recirculation circuit connected to recirculate the energy stored in the saturable reactor, wherein a second switch and a snubber capacitor are connected in series; and A rectifying / smoothing circuit connected in series with the rectifying element and the smoothing element; and a control circuit for turning on and off the first switch and the second switch alternately.
  • the DC converter further stores power when the first switch is on, and stores the power when the first switch is off.
  • the first switch of the first series circuit is connected to the primary winding via a third reactor.
  • a second return circuit connected to a line, connected to the transformer, and configured to return energy stored in the third reactor to a secondary side of the transformer.
  • the DC converter further stores power when the first switch is on, and stores the power when the first switch is off.
  • the power supply further includes a power supply source for supplying to a snubber capacitor, the first return circuit is connected in parallel to either the first switch or the primary winding, and the rectifying smoothing circuit is connected to the rectifying element via the rectifying element.
  • a second reactor connected in parallel to a secondary winding of the transformer, and a fourth reactor connected between the rectifier and the smoothing element. When the current of the two switches increases, the second switch is turned off.
  • the DC converter stores power when the first switch is on, and stores the power when the first switch is off.
  • the device further includes a power supply source that supplies the snubber capacitor, wherein the first return circuit is connected in parallel to either the first switch or the primary winding, and the rectifying smoothing circuit includes A fourth reactor connected between the secondary winding of the transformer, and a control terminal connected in parallel with the rectifying element and a control terminal connected to the other end of the secondary winding; The third switch and the third switch, a fourth switch connected in parallel to a series circuit of the secondary winding, and a control terminal connected to one end of the secondary winding.
  • a second rectifier element connected in parallel to a secondary winding of the transformer via a switch, wherein the control circuit turns off the second switch when the current of the second switch increases.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a conventional DC converter.
  • FIG. 2 is a timing chart of signals in various parts of the conventional DC converter.
  • FIG. 3 is a diagram showing BH characteristics of a transformer provided in a conventional DC converter.
  • FIG. 4 is a timing chart of an exciting current of a transformer provided in a conventional DC converter.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram illustrating the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a structural diagram of a transformer provided in the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a timing chart of signals in each section of the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the DC converter according to the first embodiment is turned on.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating BH characteristics of a transformer provided in the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a timing chart of the current of the saturable reactor provided in the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram illustrating a first example of the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a first modified example of the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a second modified example of the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the third embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram for explaining the operation of the DC converter according to the third embodiment. You.
  • FIG. 17 is a timing chart of a signal in each section of the DC converter according to the third embodiment.
  • FIG. 18 is a timing chart of signals in each unit when the input voltage is high in the DC converter according to the first embodiment or the second embodiment.
  • FIG. 19 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 20 is a timing chart of signals in each section of the DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 21 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the DC converter according to the fourth embodiment is turned on.
  • FIG. 22 is a circuit configuration diagram showing a first modified example of the DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 23 is a circuit configuration diagram showing a second modified example of the DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 24 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the fifth embodiment.
  • FIG. 25 is a structural diagram of a transformer provided in the DC converter according to the third and fifth embodiments.
  • FIG. 26 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the sixth embodiment.
  • FIG. 27 is a timing chart of a signal in each part of the DC converter according to the sixth embodiment.
  • FIG. 28 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the seventh embodiment.
  • FIG. 29 is a timing chart of signals in respective units of the DC converter according to the seventh embodiment.
  • FIG. 30 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the eighth embodiment.
  • FIG. 31 is a timing chart of signals in each section of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • FIG. 32 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the DC converter according to the eighth embodiment is turned on.
  • FIG. 33 is a circuit configuration diagram showing a first example of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • FIG. 34 is a circuit configuration diagram showing a first modified example of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • FIG. 35 is a circuit configuration diagram showing a second modified example of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • FIG. 36 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the ninth embodiment.
  • FIG. 37 is a timing chart of signals in respective units of the DC converter according to the ninth embodiment.
  • the DC converter according to the first embodiment supplies power directly to the load via the secondary winding of the transformer when the main switch is turned on, and supplies the power to the primary winding of the transformer when the main switch is turned off.
  • the first and third quadrants of the B-H curve of the transformer core are used, and the shortage of excitation energy is compensated from the power supply source.
  • a rectifying / smoothing circuit including a diode D1 and a capacitor C4 is provided on the secondary side of the transformer T.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of the DC converter according to the first embodiment.
  • a DC power supply Vdc1 are connected to a primary winding 5a (turns nl) of a transformer T and a switch Q1 (first switch) as a main switch composed of an FET.
  • Series circuit (first series circuit) is connected.
  • a diode D3 and a resonance capacitor C1 are connected in parallel to both ends of the switch Q1.
  • a connection point between one end of the primary winding 5a of the transformer T and one end of the switch Q1 is connected to one end of a switch Q2 (second switch) as an auxiliary switch composed of an FET.
  • the other end is connected to the positive terminal of the DC power supply V dc1 via the snubber capacitor C3.
  • the series circuit of the snubber capacitor C3 and the switch Q2 forms a first freewheeling circuit.
  • the other end of the switch Q2 may be connected to the negative electrode of the DC power supply Vdel via the snubber capacitor C3.
  • a power supply source Idc1 which is a current source that supplies the power stored when the switch Q1 is off to the snubber capacitor C3.
  • Diode D 4 is connected in parallel to both ends of switch Q 2.
  • the switches Q 1 and Q 2 are turned on / off alternately by the PWM control of the control circuit 10, but have a period (dead time) in which both are turned off.
  • a saturable reactor SL1 is connected in parallel to the primary winding 5a of the transformer T.
  • the magnetic flux is not completely symmetric, and the first quadrant is dominant. Also, since it is necessary to discharge the capacitor C1 in a short time to reduce the voltage to zero, the exciting current of the saturable reactor SL1 or the transformer T is reduced to increase the exciting current.
  • the magnetic flux B saturates at a constant positive magnetic field H at Bm
  • the magnetic flux B saturates at a constant negative magnetic field H at ⁇ Bm.
  • the magnetic field H is generated in proportion to the magnitude of the current i.
  • the magnetic flux ⁇ moves in the order of B a ⁇ Bb ⁇ B c ⁇ Bd ⁇ B e ⁇ B f ⁇ Bg on the ⁇ -force, and the operating range of the magnetic flux is wide. .
  • the core of the transformer T is wound with a primary winding 5a and a secondary winding 5b (number of turns n2) in phase with the winding, and one end of the secondary winding 5b is a diode.
  • the force source of diode D1 and the other end of secondary winding 5b are connected to capacitor C4.
  • a rectifying / smoothing circuit is composed of the diode D1 and the capacitor C4. This capacitor C 4 smoothes the rectified voltage of the diode D 1 and outputs a DC output to the load R.
  • the control circuit 10 alternately turns on / off the switch Q1 and the switch Q2, and narrows the ON width of the pulse applied to the switch Q1 when the output voltage of the load RL becomes higher than the reference voltage. Then, control is performed so as to increase the ON width of the pulse applied to the switch Q2. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the switch Q1. Has become.
  • the control circuit 10 turns off the switch Q2 at the time when the current Q2i of the switch Q2 increases, and then turns on the switch Q1.
  • the control circuit 10 turns on the switch Q1
  • the voltage of the switch Q1 is controlled by the resonance between the resonance capacitor C1 connected in parallel with the switch Q1 and the saturation inductance of the saturable reactor SL1.
  • the switch Q1 is turned on within a predetermined period from the time when the voltage becomes zero.
  • FIG. 6 is a structural diagram of a transformer provided in the DC converter according to the first embodiment.
  • the transformer shown in FIG. 6 includes a core 20 having a rectangular outer shape, and the core 20 is parallel to the longitudinal direction of the magnetic path so as to form the magnetic paths 21 a, 21 b, and 21 c. Elongated gaps 22a and 22b are formed.
  • a primary winding 5a and a secondary winding 5b are wound around a core portion 20a of the core 20. In order to obtain a leakage inductor, the primary winding 5a and the secondary winding 5b are divided winding.
  • two recesses 20b are formed on the outer peripheral core at a position facing a portion between the primary winding 5a and the secondary winding 5b. Due to the concave portion 20b, the cross-sectional area of a part of the magnetic paths 21b and 21c of the outer peripheral core becomes smaller than that of the other part, and only that part is magnetically saturated. As a result, it is possible to reduce the core loss when the saturated primary winding 5a is also used as the saturable reactor SL1.
  • FIG. 7 is a timing chart of signals in each section of the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the DC converter according to the first embodiment is turned on.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating BH characteristics of a transformer provided in the DC converter according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a timing chart of the current of the saturable reactor provided in the DC converter according to the first embodiment.
  • the current SL 1 i has a current value a (negative value) at time t 1, a current value b (negative value) at time tib, a current value c (zero) at time t 13, At time t 2, the current value d (positive value) changes.
  • the magnetic flux changes from Ba to Bb to Bc to Bd.
  • the operating range ⁇ ⁇ ⁇ of the magnetic flux according to the method of the present invention is as shown in FIG. 9, and the BH force has a saturation region Hs. It should be noted that B a to B g shown in FIG. 9 and a to g shown in FIG. 10 correspond to time.
  • the energy from the power supply source Idc1 is supplied to the capacitor C3, and the capacitor C3 is charged. That is, the energy from the power supply source Idc1 and the energy from the saturable reactor SL1 are added to the capacitor C3. Then, when the release of the energy of the saturable reactor SL1 and the release of the energy from the power supply source Idc1 are completed, the charging of the capacitor C3 stops.
  • the energy stored in the capacitor C3 flows from C3 to Q2 to SL1-C3, resetting the magnetic flux of the saturable reactor SL1.
  • the magnetic flux also changes in the transformer T connected in parallel with the saturable reactor frame SL1.
  • the energy stored in the capacitor C3 is fed back to the saturable reactor SL1, so that it flows to the saturable reactor SL1.
  • the current SLI i becomes a negative value as shown in FIG. That is, the current SL 1 i, at the time t 2 0 to the time t 2 a, changes from the current value e (zero) to a current value f (negative value).
  • the magnetic flux changes from Be to Bf.
  • the area S from time t2 to time t20 is equal to the area S from time t20 to time t2a. This area S corresponds to the energy of the saturable reactor SL 1 stored in the capacitor C 3.
  • the current SL 11 changes from the current value f (negative value) to the current value g (negative value) at time t2a to time t3.
  • the magnetic flux is in the saturation region.
  • H S is transformed into B f ⁇ B g.
  • the area from time t2a to time t3 corresponds to the energy of the power supply source Idc1 stored in the capacitor C3.
  • the current SL1i Since the magnetic flux increases by the amount of energy supplied from I dc 1, the magnetic flux moves to the third quadrant, reaches the saturation region (B f _ B g), the current SL 1 i increases, and time t 3 (time t 3 1 is the same).
  • the current SL1i increases just before the end of the ON period of the switch Q2, and is a current at the time when the saturable reactor SL1 is saturated.
  • the current Q2i of the switch Q2 also becomes maximum.
  • the switch Q2 when the switch Q2 is turned off, the discharge of the capacitor C1 becomes sharp and becomes zero in a short time.
  • the switch Q1 by turning on the switch Q1, the switch Q1 can achieve the zero voltage switch.
  • FIG. 11 is a detailed circuit configuration diagram showing the DC converter according to the first embodiment.
  • the power supply source Idc1 is configured by a series circuit (second series circuit) of a reactor (first reactor) L2 and a diode D6.
  • the switch Q1 when the switch Q1 is turned on, energy is stored in the reactor L2, and when the switch Q1 is turned off, the energy stored in the reactor L2 is supplied to the capacitor C3.
  • the power supply Idc1 shown in Fig. 11 is suitable for light load.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a first modified example of the DC converter according to the first embodiment.
  • the power supply source I dc 1 is configured by a reactor (second reactor) L 3 connected in series to the primary winding 5 a of the transformer. It is.
  • the switch Q1 when the switch Q1 is turned on, a current flows through the reactor L3 and stores energy in the reactor 3. When the switch Q1 is turned off, this energy is released in L3 ⁇ T ⁇ D4 ⁇ C3 ⁇ L3, and part of the energy is loaded through the secondary winding 5b of the transformer T. Supplied to RL and charges capacitor C3.
  • the power supply source Idc1 shown in Fig. 12 is suitable for heavy load.
  • FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a second modified example of the DC converter according to the first embodiment.
  • the reactor L 2 and the diode D 6 which are the power supply source I dc 1 shown in FIG. 11 and the reactor L 3 which is the power supply source I dc 1 shown in FIG. It is possible to cope with light load or heavy load.
  • the reactor L3 can be replaced by a leakage inductor of the transformer T. Further, the saturable reactor SL 1 can also be substituted by the excitation inductance of the transformer T by using a core having good saturation characteristics as shown in FIG.
  • this circuit can control the output voltage by setting the switching frequency to a fixed frequency and performing PWM control, and can easily respond to broadcast interference and the like. As described above, according to the present embodiment, zero voltage switching can be achieved, the rise and fall of the voltage are made gentle by the resonance action, and a DC converter with low noise and high efficiency can be provided.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a DC converter according to the second embodiment.
  • the DC converter according to the second embodiment is characterized in that a secondary winding 5b and a tertiary winding 5c are provided on the secondary side of a transformer T to provide two outputs. Note that three or more windings may be provided on the secondary side of the transformer T to provide three or more outputs. Here, only two outputs will be described.
  • the DC converter according to this embodiment has the configuration of the DC converter shown in FIG. 12, and further includes a tertiary winding 5 c wound around the core of the transformer T, a diode D 2, and a capacitor. C 2 and load RL 2 are provided.
  • the tertiary winding 5c is wound in the same phase as the secondary winding 5b.
  • One end of the tertiary winding 5c is connected to the anode of the diode D2, and the diode
  • the force sword of D2 and the other end of the third winding 5c are connected to a capacitor C2.
  • Diode D 2 and capacitor C 2 constitute a rectifying and smoothing circuit. This capacitor C 2 smoothes the rectified voltage of the diode D 2 and outputs a DC output to the load RL 2.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b are loosely coupled, and the primary winding 5a and the tertiary winding 5c are loosely coupled.
  • loose coupling can be achieved by further separating the windings.
  • Secondary winding 5b and tertiary winding 5c are tightly coupled.
  • close coupling can be achieved by bringing the windings closer to each other.
  • the control circuit 10 turns on and off the switches Q1 and Q2 alternately, and turns on the pulse applied to the switch Q1 when the output voltage of the load RL1 exceeds the reference voltage. Control is performed so as to reduce the width and increase the ON width of the pulse applied to switch Q2. That is, when the output voltage of the load RL1 becomes equal to or higher than the reference voltage, each output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the switch Q1.
  • the primary circuit of the transformer T has the same configuration as that of the first modified example of the first embodiment, and the power supply source I dcl is a reactor connected in series to the primary winding 5a of the transformer T. It is composed of L3.
  • the voltage from the secondary winding 5 can be rectified and smoothed by the diode D 1 and the capacitor C 4 to supply DC power to the load RL 1
  • the voltage from the tertiary winding 5c can be rectified and smoothed by the diode D2 and the capacitor C2 to supply DC power to the load RL2.
  • the leakage inductor on the primary side is large, and the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c are different from each other. Due to the tight coupling, the leakage inductor on the secondary side is small. For this reason, the output on the secondary side (the output on the secondary winding side and the output on the tertiary winding side) has less fluctuation with respect to light and heavy loads, and the load fluctuation characteristics are improved. That is, the cross regulation on the secondary side is improved. In addition, since the cross-regulation of multiple outputs is good, the auxiliary regulator can be omitted, and the circuit can be simplified.
  • the DC converter shown in FIG. 14 is connected to the secondary circuit (secondary winding 513, diodes Dl and D2, reactor Ll) of the DC converter shown in FIG.
  • a DC converter (not shown) with the same secondary circuit (tertiary winding 5c, diodes D3 and D4, reactor L2, capacitor C2) as the same configuration as the capacitor C4) is also possible. is there.
  • reactors LI and L2 are large, there is a method of winding reactors LI and L2 on the same core, but the cross regulation on the secondary side deteriorates. It is difficult to match the turns ratio between the secondary winding 5b and the reactor L1 and the turns ratio between the tertiary winding 5c and the reactor L2 because the number of turns is small.
  • the reactor L 1 and the reactor 2 are not used, the leakage inductance on the secondary side is small, and the leakage inductance between the primary side j and the secondary side is large. Therefore, the cross regulation on the secondary side is improved and the circuit can be simplified.
  • a normally-off type MOS FET or the like was used as a switch.
  • This normally-off type switch is a switch that is turned off when the power is turned off.
  • normally-on type switches such as SIT (static induction transistor) are switches that are turned on when the power is off.
  • SIT static induction transistor
  • This normally-on type switch has high switching speed and low on-resistance, and is ideal for use in power converters such as switching power supplies.It is expected to reduce switching loss and further improve efficiency. it can.
  • a normally-on type switching element when the power is turned on, the switch is in an on state, so that the switch is short-circuited. For this reason, the normally-on-switch cannot be activated and cannot be used for any other purpose.
  • the DC converter according to the third embodiment has the configuration of the DC converter according to the first embodiment, and uses a normally-on type switch for the switch Q1.
  • the voltage due to the voltage drop of the inrush current limiting resistor inserted for the purpose of reducing the inrush current of the input smoothing capacitor is used as the reverse bias voltage of the normally-on type switch, and the problem at the time of power on is solved. It is characterized by adding a configuration to eliminate it.
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a DC converter according to the third embodiment.
  • the DC converter shown in FIG. 15 has the configuration of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 11, and also converts the AC voltage input from the AC power supply V ac 1 into a full-wave rectifier circuit (input Rectifier circuit) This rectifies the voltage at B1 and converts the obtained voltage to another DC voltage and outputs it.
  • the output between one output terminal P1 and the other output terminal P2 of the full-wave rectifier circuit B1 Between the input flat A series circuit consisting of a smoothing capacitor C5 and an inrush current limiting resistor R1 is connected.
  • the AC power supply V ac 1 and the full-wave rectifier circuit B 1 correspond to the DC power supply V dc 1 shown in FIG.
  • a normally-on type switch Q 1 n such as SIT is connected to one output terminal P 1 of the full-wave rectifier circuit B 1 via a primary winding 5 a of a transformer T, and the switch Q 1 n is controlled by Circuit 11 Turns on / off by PWM control.
  • the switch Q2 other than the switch QIn is a normally-off type switch.
  • a switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1.
  • the switch S 1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOS FET, BJT (bipolar junction transistor), and is turned on by a short-circuit signal from the control circuit 11.
  • a start-up power supply unit 12 including a capacitor C6, a resistor R2, and a diode D5 is connected.
  • the start-up power supply section 12 takes out the voltage generated across the inrush current limiting resistor R1 and performs control to use the voltage across the capacitor C6 as the reverse bias voltage to the gate of the switch Q1n. Output to terminal a of circuit 11. Also, the charging voltage charged in the input smoothing capacitor C5 is supplied to the control circuit 11.
  • control circuit 11 When the AC power supply V ac 1 is turned on, the control circuit 11 is activated by the voltage supplied from the capacitor C 6, and outputs a reverse bias voltage from the terminal b to the gate of the switch QIn as a control signal. Turn off 1 n.
  • This control signal is, for example,
  • switch Q 1 n is turned off by voltage of 15 V, and switch Q 1 n is turned on by voltage of 0 V.
  • the control circuit 11 After the charging of the input smoothing capacitor C5 is completed, the control circuit 11 outputs a pulse signal of 0 V and 15 V from the terminal b to the gate of the switch Q1n as a control signal, and the switch Q1 The switching operation of n is performed. After performing the switching operation of the switch Q1n, the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the gate of the switch S1 after a predetermined time has elapsed, and turns on the switch S1.
  • auxiliary winding 5 d (turns n 4) provided on the transformer T is connected to the switch Q
  • auxiliary winding 5 d is connected to one end of the capacitor C 7 and one end of the capacitor C 7, the other end of the auxiliary winding 5 d is connected to the force source of the diode D 7, and the anode of the diode D 7 is connected to the capacitor C 7 Of the control circuit 11 and the terminal c of the control circuit 11.
  • the auxiliary winding 5 d, the diode D 7 and the capacitor C 7 constitute a normal operation power supply section 13.
  • the source unit 13 supplies the voltage generated in the auxiliary winding 5d to the control circuit 11 via the diode D7 and the capacitor C7.
  • V ac 1 indicates the AC voltage of the AC power supply V ac 1
  • the input current indicates the current flowing through the AC power supply V ac 1
  • R 1 V indicates the inrush current limiting resistance R 1.
  • C 5 V indicates the voltage of the input smoothing capacitor C 5
  • C 6 V indicates the voltage of the capacitor C 6
  • the output voltage indicates the voltage of the capacitor C 4
  • the control signal is 2 shows signals output from the terminal b of the control circuit 11 to the gate of the switch Qln.
  • the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C6 via the diode D5 and the resistor R2 (2 in Fig. 16).
  • the terminal ⁇ side of the capacitor C 6 has a zero potential, for example, and the terminal g side of the capacitor C 6 has a negative potential, for example. Therefore, the voltage of the capacitor C6 is a negative voltage (as shown in FIG. 17).
  • the negative voltage of the capacitor C6 is supplied to the control circuit 11 via the terminal a.
  • the control circuit 11 controls the terminal 15b by controlling the voltage of 15V from the terminal b.
  • the signal is output to the gate of switch Q ln (3 in Figure 16). Thus, the switch Qln is turned off.
  • the input smoothing capacitor C 5 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B 1 (4 in FIG. 16), and the voltage of the input smoothing capacitor C 5 increases, and the input smoothing capacitor C 5 is increased. Charging is completed.
  • the control circuit 11 starts the switching operation.
  • a 0 V control signal is output from the terminal b to the gate of the switch Qln ((in Fig. 16).
  • the switch Q1n is turned on, so that a current flows from one output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 to the switch Qln via the primary winding 5a of the transformer T. (6 in Fig. 16), energy is stored in the primary winding 5a of the transformer T.
  • a voltage is also generated in the secondary winding 5b, and a current flows in 5b ⁇ D1 ⁇ C4 ⁇ 5b, so that power is supplied to the load RL.
  • a voltage is also generated in the auxiliary winding 5d electromagnetically coupled to the primary winding 5a of the transformer T, and the generated voltage is transmitted to the control circuit 11 through the diode D7 and the capacitor C7. Supplied ((in Figure 16). For this reason, since the control circuit 11 can continue the operation, the switching operation of the switch Q1n can be continuously performed.
  • the time t3 is set as the time elapsed from the time when the AC power supply Vac1 is turned on (time t0).
  • the switch Q In turns on / off and repeats the switching operation.
  • the switch Q1n and the switch Q2 are operated by the switches Q1 and Q2 of the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. The operation is the same as the operation according to the timing charts shown in FIGS.
  • the effects of the first embodiment can be obtained, and the control circuit 11 can control the inrush current when the AC power supply V ac 1 is turned on.
  • the switch Q 1 n is turned off by the voltage generated in the limiting resistor R 1, and after the input smoothing capacitor C 5 is charged, the switching operation to turn on the switch Q ln Z off is started. This eliminates the problem that the switch cannot be started properly. Therefore, a normally-on type semiconductor switch can be used, and a highly efficient DC converter with low loss can be provided.
  • the DC converter according to the fourth embodiment increases the value of the inductance of the reactor connected in series to the primary winding of the transformer, and reduces the energy stored in the reactor when the switch Q1 is on.
  • An auxiliary transformer is provided to add a second reflux circuit that refluxes to the side.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing a DC converter according to the fourth embodiment.
  • the DC converter according to the fourth embodiment shown in FIG. 19 is different from the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 5 in that the transformer T and the peripheral circuit of the transformer T are different. Only that part will be mainly described.
  • One end of a primary winding 5a of the transformer T is connected to one end of a reactor (third reactor) L4, and the other end of the reactor L4 is connected to one end of a switch Q1.
  • the other end of the primary winding 5a of the transformer T (the side of Hata) is connected to one end of the primary winding 5a2 (the number of turns is nl) of the auxiliary transformer Tb (the side of Hata).
  • the other end of the primary winding 5a2 of the auxiliary transformer Tb is connected to the other end of the reactor L4. Therefore, the saturable reactor SL1 is connected in parallel to the primary winding 5a via the reactor 4.
  • the primary winding 5a and the switch Q1 form a series circuit via the reactor L4, and are connected in parallel to the DC power supply Vdc1.
  • One end of the secondary winding 5b2 (the number of turns is n2) of the auxiliary transformer Tb is connected to the other end of the secondary winding 5b of the transformer T (reference side).
  • the auxiliary transformer Tb The other end of the secondary winding 5b2 is connected to the anode of the diode D42, and the power source of the diode D42 is connected to the power source of the diode D1 and one end of the capacitor C4.
  • the other end of the capacitor C4 is connected to one end of the secondary winding 5b of the transformer T.
  • the auxiliary transformer Tb recirculates the energy stored in the reactor L4 to the secondary side when the switch Q1 is off when the switch Q1 is on.
  • FIG. 20 is a timing chart of signals in each section of the DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. 21 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 of the DC converter according to the fourth embodiment is turned on.
  • the voltage Q lv across the switch Q 1, the current Q 1 i flowing through the switch Q 1, the voltage Q 2 v across the switch Q 2, the current Q flowing through the switch Q 2 2 i shows the current SL 1 i flowing through the saturable reactor SL 1.
  • the energy stored in the saturable reactor SL1 as an energy retaining element and the power supply source Idc1 is stored in the capacitor as in the first embodiment. Charged to C3. Further, the energy stored in reactor L4 is returned to the secondary side via auxiliary transformer Tb. That is, when current flows from L4 ⁇ 5a2 ⁇ 5a ⁇ L4, a voltage is induced on the secondary winding 5b2 of the auxiliary transformer Tb on the secondary side, so that 5b2 ⁇ D42- The current flows in the order of C4 ⁇ 5b ⁇ 5b2. Therefore, as shown in FIG. 20, a current flows through the diode D42 between times t2 and t3.
  • the voltage of a V 12 that is, the voltage of the reactor L 4 times the turns ratio of the reactor L 4 is rectified by the diode D 42 and supplied to the capacitor C 4.
  • the value of the inductance of the reactor L4 connected in series to the primary winding 5a of the transformer T is increased, and the energy stored when the switch Q1 is turned on is transferred to the auxiliary transformer Tb through the auxiliary transformer Tb. Efficiency is further improved by refluxing to the downstream side. Also, the diode D 1 and the diode D 42 allow the secondary current to flow during the on and off periods of the switch Q 1, thereby making the switch Q 1 continuous. For this reason, the ripple current of the smoothing capacitor C4 also decreases.
  • the saturable reactor SL1 is connected in parallel with the primary winding 5a of the transformer T and the power supply source Idc1 is provided, the zero voltage switch operation can be performed.
  • This zero-voltage switch operation is the same as the zero-voltage switch operation in the DC converter according to the first embodiment, and a description thereof will not be repeated.
  • FIG. 22 is a detailed circuit configuration diagram of a DC converter according to a first modification of the fourth embodiment.
  • the transformer T has a primary winding 5 a (number of turns n 1), a secondary winding 5 b (number of turns n 2) and a tertiary winding 5 c (number of turns n 3, (Corresponding to the secondary winding 5b2 of the auxiliary transformer Tb).
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b are wound in the same phase, and the primary winding 5a and the tertiary winding 5c are wound in the opposite phase.
  • the secondary winding 5b of the transformer T is loosely coupled to the primary winding 5a, and the leakage inductance between the primary winding 5a and the secondary winding 5b is connected in series with the transformer T.
  • the reactor L4 ⁇ connected to is replaced. That is, to realize E energy reflux to the secondary side by the leakage inductor between the primary winding 5 a and the secondary ⁇ 5 b a reactor L 4 in FIG. 1 9.
  • the auxiliary transformer Tb shown in FIG. 19 can be coupled to the transformer T shown in FIG.
  • a configuration example of a transformer in which the auxiliary transformer Tb is coupled to the transformer T will be described later with reference to FIG.
  • the power supply source I dc 1 is configured by a series circuit (second series circuit) of the reactor L 2 and the diode D 6.
  • the operation and effect of this power supply source I dc 1 are the same as the operation and effect of the embodiment according to FIG. 11 of the DC converter according to the first embodiment, and thus the description thereof is omitted here. .
  • FIG. 23 is a circuit configuration showing a second modified example of the DC converter according to the fourth embodiment.
  • FIG. The second modified embodiment shown in FIG. 23 differs from the configuration of the embodiment shown in FIG. 22 only in the configuration of the power supply source I dc1. That is, in this embodiment, the power supply source Idc1 is configured by the reactor 3 connected in series to the primary winding 5a of the transformer T. The operation and effect of this power supply source Idc1 are the same as the operation and effect of the first modified example of the DC converter according to the first embodiment, and therefore description thereof is omitted here.
  • reactor L 2 and the diode D 6 which are the power supply source I dc 1 shown in FIG. 22 and the reactor L 3 which is the power supply source I dc 1 shown in FIG. 23 may be combined. Can be used at light load or heavy load.
  • the reactor L3 can be replaced with a transformer inductor of the transformer T.
  • the saturable reactor SL1 can be substituted by the exciting inductance of the transformer T by using a core having good saturation characteristics as shown in FIG.
  • this circuit can control the output voltage by setting the switching frequency to a fixed frequency and performing PWM control, so that it can easily cope with broadcast interference and the like.
  • FIG. 24 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the fifth embodiment.
  • the DC converter according to the fifth embodiment is characterized in that a secondary winding 5b and a quaternary winding 5d are provided on the secondary side of a transformer T to provide two outputs. Note that three or more windings may be provided on the secondary side of the transformer T, and three or more outputs may be provided. Here, only two outputs will be described.
  • the DC converter according to the present embodiment has the configuration of the DC converter shown in FIG. 23, and further includes a quaternary winding 5d wound around the core of the transformer T, a diode D55, and a capacitor. Sensor C2 and load RL2.
  • the fourth winding 5d is wound in the same phase as the secondary winding 5b.
  • One end of the fourth winding 5d is connected to the anode of the diode D55, and the cathode of the diode D55 and the other end of the fourth winding 5d are connected to the capacitor C2.
  • the diode D55 and the capacitor C2 constitute a rectifying and smoothing circuit.
  • This capacitor C 2 smoothes the rectified voltage of the diode D 55 and outputs a DC output to the load RL 2.
  • the primary winding 5a and the quaternary winding 5d are loosely coupled. For example, loose coupling can be achieved by further separating the windings.
  • the secondary winding 5b and the quaternary winding 5d are tightly coupled. For example, close coupling can be achieved by bringing the windings closer to each other.
  • the control circuit 10 turns on and off the switches Q 1 and Q 2 alternately, and turns on the pulse applied to the switch Q 1 when the output voltage of the load RL 1 exceeds the reference voltage. Control is performed so as to reduce the width and increase the ON width of the pulse applied to switch Q2. That is, when the output voltage of the load RL1 becomes equal to or higher than the reference voltage, each output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the switch Q1.
  • the voltage from the secondary winding 5 is rectified and smoothed by the diode D1 and the capacitor C4 to supply DC power to the load RL1. Further, the voltage from the fourth winding 5d can be rectified and smoothed by the diode D55 and the capacitor C2 to supply DC power to the load RL2.
  • the leakage inductance on the primary side is large, and the secondary winding 5b and the quaternary winding 5d Is tightly coupled, so the leakage inductance on the secondary side is small. Therefore, the output on the secondary side (the output on the secondary winding side and the output on the quaternary winding side) fluctuates less under light and heavy loads, and the load fluctuation characteristics are improved. That is, the cross regulation on the secondary side is improved. Also, since the cross-regulation of multiple outputs is good, the auxiliary regulation can be omitted, and the circuit can be simplified.
  • FIG. 25 is a structural diagram of a transformer provided in the DC converter according to the fourth and fifth embodiments.
  • the transformer shown in FIG. 25 includes a core 30 having a substantially rectangular outer shape, and the core 30 extends in the longitudinal direction of the magnetic path so as to form magnetic paths 31 a, 31 b, and 31 c. Elongated gaps 32a and 32b are formed in parallel. A primary winding 5a and a tertiary winding 5c are wound close to each other on a core portion 30a of the core 30. As a result, there is a slight leakage between the primary and tertiary windings, and this leakage is replaced with the reactor L3.
  • a pass core 30c and a gap 31 are formed in the core 30 defining the magnetic path 31b, and a secondary winding 5b is wound around the outer core defining the magnetic path 31c. ing.
  • the quaternary winding 5d is wound close to the secondary winding 5b. That is, the leakage inductor is increased by loosely coupling the primary winding 5a and the secondary winding 5b (the same is true for the quaternary winding 5d) by the pass core 30c. This large leakage inductance replaces the reactor L4.
  • two concave portions 30b are formed on the outer peripheral core and between the primary winding 5a and the secondary winding 5b. Due to the recess 3 Ob, the cross-sectional area of a part of the magnetic path of the outer peripheral core becomes narrower than other parts, and only that part is saturated, so that the core loss can be reduced.
  • This Of the primary winding 5a can also be used as the saturable reactor SL1.
  • the transformer T and the auxiliary transformer Tb which returns the energy of the reactor L4 to the secondary side, are combined into one core 30 by means of the shape of the core of the transformer T and the design of the winding. By providing 0 c, a large leakage inductance is obtained and the transformer and the reactor are connected, so that the DC converter can be reduced in size and cost.
  • FIG. 26 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the sixth embodiment.
  • the DC converter according to the sixth embodiment employs a synchronous rectifier in the secondary circuit of the transformer.Since the output waveform of the transformer is a rectangular wave, the conduction ratio during synchronous rectification must be increased. Therefore, the loss of the rectifier at the time of low output voltage is reduced and the efficiency is improved.
  • the DC converter according to the present embodiment shown in FIG. 26 is different from the DC converter according to the second modification of the fourth embodiment shown in FIG. 23 in the configuration of the secondary circuit of the transformer T.
  • the primary winding 5a and the secondary winding 5b are loosely coupled, and the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c are tightly coupled.
  • One end (the side marked) of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to one end of the capacitor C4, and the other end of the secondary winding 5b of the transformer T is connected to a switch made of an FET (third switch).
  • One end of the tertiary winding 5c of the transformer T (the ⁇ J of the hatching) is connected to the other end of the capacitor C4 via a switch (fourth switch) Q4 made of FET.
  • the other end of the tertiary winding 5c of the transformer T is connected to the other end of the secondary winding 5b of the transformer T.
  • tertiary winding 5c of the transformer T is connected to the gate of the switch Q3, and the other end of the tertiary winding 5c of the transformer T is connected to the gate of the switch Q4.
  • Diode D61 is connected in parallel to switch Q3, and diode D62 is connected in parallel to switch Q4.
  • Capacitor C4 forms a smoothing circuit. This rectifying and smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) controlled by the secondary winding 5b and tertiary winding 5c of the transformer, and outputs a DC output to the load RL. I do.
  • FIG. 27 Q 1 V is the voltage across the switch Q 1 (drain-source), Q 1 i is the current flowing through the switch Q 1 (drain current), and Q 2 V is the voltage across the switch Q 2 Q2i is the current flowing through switch Q2, Q3i is the current flowing through switch Q3, Q4i is the current flowing through switch Q4, SL1i is the current flowing through saturable reactor SL1, and VT is The voltage across the secondary winding 5b of the transformer T is shown.
  • the switch Q 1 is off and the switch Q 2 Is on. Therefore, current flows through the switch Q2 and no current flows through the switch Q1.
  • the voltage stored in the tertiary winding 5c (the reference side of the tertiary winding 5c is also one-sided) due to the energy stored in the recycle inductor between the primary and secondary windings of the transformer T. And +) is generated at the other end.
  • a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn off. Then, a current flows through 5c ⁇ 5b ⁇ C4 ⁇ Q4 ⁇ 5c, and an output voltage is generated at the load RL.
  • the switch Q2 changes from the on state to the off state, and the switch Q1 changes from the off state to the on state. For this reason, resonance occurs due to the saturation inductance of the saturable reactor SL1, the inductance of the reactor L3, and the capacitor C1. Due to this resonance, the voltage of the switch Q1 decreases and the voltage of the switch Q2 increases (period T2). Then, when the voltage of the switch Q1 is close to zero voltage (period ⁇ 3), the switch Q1 is turned on, and the current of the switch Q1 flows (period ⁇ 4).
  • switch Q1 is on and switch Q2 is off.
  • a current flows from the DC power supply V dc 1 to the switch Q 1 through the primary winding 5 a of the transformer T, and energy flows into the primary winding 5 a (the side marked with the primary winding 5 a is With +, the other side is accumulated. Due to this energy, a voltage is also generated in the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c (the hatching of the secondary winding 5b and the tertiary winding 5c is ten and the other end is one).
  • switch Q1 is in the on state. Changes to the off state.
  • resonance occurs due to the inductance of the saturable reactor SL1, the inductance of the reactor L3, and the resonance capacitor C1, and the resonance causes the voltage of the switch Q1 to rise rapidly.
  • the diode D4 turns on after the switch Q1 turns off, and a current flows through the diode D4, and the energy of the saturable reactor SL1
  • the energy of reactor L3 is stored in snubber capacitor C3 via diode D4. Then, by turning on the switch Q2 during the ON period of the diode D4, the switch Q2 becomes a zero voltage switch.
  • the effects of the fourth embodiment are obtained, and the synchronous rectifier is used in the secondary circuit of the transformer T. Since the output waveform of the transformer is a square wave, the square wave is applied to the gate of the synchronous rectifier to conduct for almost the entire period, and current can not flow through the diode connected in parallel, and rectification can be performed without loss. This is effective at low output voltages such as 5 V and 3.3 V. Seventh embodiment
  • the DC converter according to the seventh embodiment has the configuration of the DC converter according to the fourth embodiment, and uses a normally-on type switch for the switch Q1, similarly to the third embodiment. Therefore, when the AC power is turned on, the voltage due to the voltage drop of the rush current limiting resistor inserted to reduce the rush current of the input smoothing capacitor is used as the reverse bias voltage of the normally-on type switch. A feature is added that solves the problem at power-on.
  • FIG. 28 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to the seventh embodiment.
  • the DC converter shown in FIG. 28 has the configuration of the first modified example of the DC converter according to the fourth embodiment shown in FIG. 22 and is similar to the third embodiment shown in FIG.
  • the AC voltage input from the AC power supply V ac 1 is rectified by a full-wave rectifier circuit (input rectifier circuit) B 1, and the obtained voltage is converted to another DC voltage and output.
  • a series circuit including an input smoothing capacitor C5 and an inrush current limiting resistor R1 is connected between one output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 and the other output terminal P2. .
  • the AC power supply V ac 1 and the full-wave rectifier circuit B 1 correspond to the DC power supply V dc 1 shown in FIG.
  • One output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 is connected to the primary winding 5a of the transformer T via the primary winding 5a.
  • a normally-on type switch Q In such as SIT is connected, and the switch Q In is turned on / off by PWM control of the control circuit 11.
  • the switches Q2 other than the switch QIn are normally-off type switches.
  • a switch S1 is connected to both ends of the inrush current limiting resistor R1.
  • the switch S 1 is a semiconductor switch such as a normally-off type MOSFET or a BJT (bipolar junction transistor), and is turned on by a short-circuit signal from the control circuit 11.
  • a start-up power supply unit 12 including a capacitor C6, a resistor R2, and a diode D5 is connected.
  • the start-up power supply unit 12 extracts the voltage generated across the inrush current limiting resistor R1, and uses the voltage across the capacitor C6 as a reverse bias voltage to the gate of the switch Qln to control the control circuit 11. Output to terminal a. Also, the charging voltage charged in the input smoothing capacitor C5 is supplied to the control circuit 11.
  • the control circuit 11 When the AC power supply Vac 1 is turned on, the control circuit 11 is activated by the voltage supplied from the capacitor C6, outputs a reverse bias voltage from the terminal b to the gate of the switch Q In as a control signal, and turns off the switch Q In Let it.
  • This control signal is composed of, for example, a pulse signal of 15 V and 0 V, and the switch Q 1 n is turned off by the voltage of 15 V and the switch Qln is turned on by the voltage of 0 V.
  • the control circuit 11 After the charging of the input smoothing capacitor C5 is completed, the control circuit 11 outputs a pulse signal of 0 V and 15 V as a control signal from the terminal b to the gate of the switch Qln, and causes the switch Qln to perform a switching operation. . After performing the switching operation of the switch QIn, the control circuit 11 outputs a short-circuit signal to the gate of the switch S1 after a predetermined time has elapsed, and turns on the switch S1.
  • auxiliary winding 5 d (number of turns n4) provided in the transformer T is connected to one end of the switch Q 1 n, one end of the capacitor C 7 and the control circuit 11, and the other end of the auxiliary winding 5 d Is connected to the power source of the diode D7, and the anode of the diode D7 is connected to the other end of the capacitor C7 and the terminal c of the control circuit 11.
  • the auxiliary winding 5d, the diode D7, and the capacitor C7 constitute a normal operation power supply unit 13.
  • the normal operation power supply unit 13 supplies the voltage generated by the auxiliary winding 5d to the diode D7 and the capacitor C7. It is supplied to the control circuit 11 through the control circuit 11.
  • Vac1 indicates the AC voltage of the AC power supply Vac1
  • the input current indicates the current flowing in the AC power supply Vac1
  • R1V indicates the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1
  • C5V indicates the voltage of the input smoothing capacitor C5
  • C6V indicates the voltage of the capacitor C6
  • output voltage indicates the voltage of the capacitor C4
  • the control signal is the terminal of the control circuit 11. The signal output from b to the gate of switch Q 1 n is shown.
  • the voltage generated in the inrush current limiting resistor R1 is stored in the capacitor C6 via the diode D5 and the resistor R2 (2 in FIG. 28).
  • the terminal f side of the capacitor C 6 has a zero potential, for example, and the terminal g side of the capacitor C 6 has a negative potential, for example. Therefore, the voltage of the capacitor C6 becomes a negative voltage (reverse bias voltage) as shown in FIG.
  • the negative voltage of the capacitor C6 is supplied to the control circuit 11 via the terminal a.
  • the control circuit 11 sends a control signal of 15 V from the terminal b to the switch QIn. (Fig. 28-3). Therefore, switch Qln is turned off.
  • the input smoothing capacitor C5 is charged by the voltage from the full-wave rectifier circuit B1 (4 in FIG. 28), the voltage of the input smoothing capacitor C5 rises, and the voltage of the input smoothing capacitor C5 increases. Charging is completed.
  • the control circuit 11 starts the switching operation.
  • a control signal of 0 V is output from the terminal b to the gate of the switch Qln (5 in FIG. 28). Therefore, since the switch Qln is turned on, a current flows from one output terminal P1 of the full-wave rectifier circuit B1 to the switch Qln via the primary winding 5a of the transformer T ( 28), energy is stored in the primary winding 5a of the transformer T.
  • a voltage is also generated in the secondary winding 5b, and a current flows through 5b ⁇ D1 ⁇ C4 ⁇ 5b, so that power is supplied to the load RL.
  • a voltage is also generated in the auxiliary winding 5d electromagnetically coupled to the primary winding 5a of the transformer T, and the generated voltage is transmitted to the control circuit 11 via the diode D7 and the capacitor C7. (7 in Fig. 28). For this reason, since the control circuit 11 can continue the operation, the switching operation of the switch Q1n can be continuously performed.
  • a control signal of ⁇ 15 V is output from the terminal b to the gate of the switch Qln. Therefore, at time t3, switch QIn is turned off, and the current stored at 5c ⁇ D42 ⁇ C4 ⁇ 5b ⁇ 5c is generated by the energy stored in the leakage inductor between the primary and secondary windings. Flow, and an output voltage is generated at the load RL. Also, at time t3, resonance occurs due to the inductance of the saturable reactor SL1 and the resonance capacitor C1, and the voltage of the switch Qln increases and the voltage of the switch Q2 decreases.
  • the time t3 is set as the time elapsed from the time when the AC power supply Vac1 is turned on (time t0).
  • the switch Qln repeats the switching operation by ON / OFF.
  • the switch Q 1 n and the switch Q 2 are operated by the switches Q 1 and Q 2 of the DC converter according to the fourth embodiment shown in FIG. The operation is similar to the operation according to the timing charts shown in FIGS.
  • the control circuit 11 includes the AC power supply V When ac 1 is turned on, the switch Q ln is turned off by the voltage generated in the inrush current limiting resistor R 1, and after the input smoothing capacitor C 5 is charged, the switch Q 1 n is turned off. This will eliminate the power-on problem. Therefore, a normally-on type semiconductor switch can be used, and a highly efficient DC converter with low loss can be provided.
  • the normally-on circuit includes, for example, the device according to the fifth embodiment, It may be added to the device of the sixth embodiment.
  • the flux utilization rate of the transformer core is improved, and the smoothing capacitor of the transformer secondary circuit is improved. Since the ripple current of the capacitor can be reduced, the size of the device can be reduced. Also, cross-regulation when using multiple output power supplies is good. In addition, since the secondary-side output voltage of the transformer is a square wave, synchronous rectification is advantageous, and high efficiency can be achieved for low output voltages. Eighth embodiment
  • FIG. 30 is a circuit configuration diagram of a DC converter according to the eighth embodiment.
  • the DC converter according to the eighth embodiment shown in FIG. 30 is different from the DC converter according to the first embodiment shown in FIG. 5 in that a reactor (second) is connected between the diode D1 and the capacitor C4.
  • the difference is that the diode D82 is connected to the connection point between the diode D1 and one end of the reactor L1 and the other end of the secondary winding 5b.
  • the primary side of the transformer T is the same as in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
  • the core of the transformer T is wound with a primary winding 5a and a secondary winding 5b (number of turns n2) in phase with the winding, and one end of the secondary winding 5b.
  • the other end of the reactor 1 and the other end of the secondary winding 5b are connected to a capacitor C4 (corresponding to the smoothing circuit of the present invention).
  • the capacitor C4 smoothes the voltage of the reactor L1 and outputs a DC output to the load RL.
  • FIG. 31 is a timing chart of signals in each section of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • FIG. 32 is a timing chart showing details of signals at various parts when the switch Q1 is turned on.
  • the BH characteristics of the transformer provided in the DC converter and the timing chart of the current of the saturable reactor are the same as those in FIGS. 9 and 10 of the first embodiment, respectively.
  • FIGS. 9 and 10 are the same as those in FIGS. 9 and 10 of the first embodiment, respectively.
  • the current SL 1 i has a current value a (negative value) at time t1, a current value b (negative value) at time tlb, a current value c (zero) at time t13, and a time t.
  • the current value changes to d (positive value).
  • the magnetic flux changes from Ba to Bb to Bc to Bd. Note that B a to Bg shown in FIG. 9 and a to g shown in FIG. 10 correspond to each other.
  • the energy from the power supply source Idc1 is supplied to the capacitor C3, and the capacitor C3 is charged. That is, the energy from the power supply source I dc1 and the energy from the saturable reactor SL1 are added to the capacitor C3. Then, when the release of the energy of the saturable reactor SL1 and the release of the energy from the power supply source Idc1 are completed, the charging of the capacitor C3 stops.
  • the energy stored in the capacitor C3 flows to C3 ⁇ Q2 ⁇ SL1-C3, and resets the magnetic flux of the saturable reactor SL1.
  • the magnetic flux of the transformer T connected in parallel with the saturable reactor SL 1 also changes.
  • the energy stored in capacitor C3 is Since the energy is fed back to the saturable reactor SL1, the current SL1i flowing through the saturable reactor SL1 becomes a negative value as shown in FIG. That is, the current SL1i changes from the current value e (zero) to the current value f (negative value) from the time t20 to the time t2a.
  • the magnetic flux changes from Be to Bf.
  • the area S from time t2 to time t20 is equal to the area S from time t20 to time t2a. This area S corresponds to the energy of the saturable reactor SL1 stored in the capacitor C3.
  • the current SL1i changes from the current value f (negative value) to the current value g (negative value) from the time t2a to the time t3.
  • the magnetic flux changes from Bf to Bg.
  • the area from time t2a to time t3 corresponds to the energy of the power supply source Idc1 stored in the capacitor C3.
  • the current SL 1 i Since the amount of energy supplied from the source I dc 1 increases, the magnetic flux moves to the third quadrant, reaches the saturation region (B f -B g), the current SL 1 i increases, and the time t 3 (time t 1 is the same).
  • the current SL1i increases just before the end of the ON period of the switch Q2, and is the current when the saturable reactor SL1 is saturated.
  • the current Q2i of the switch Q2 also becomes maximum.
  • the switch Q2 when the switch Q2 is turned off, the discharge of the capacitor C1 becomes sharp and becomes zero in a short time.
  • the switch Q1 by turning on the switch Q1, the switch Q1 can achieve the zero voltage switch.
  • FIG. 33 is a detailed circuit configuration diagram of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • the power supply source Idc1 is configured by a series circuit of a reactor L2 and a diode D6.
  • the switch Q1 when the switch Q1 is turned on, energy is stored in the reactor 2, and when the switch Q1 is turned off, the energy stored in the reactor L2 is supplied to the capacitor C3. Charge.
  • the power supply source Idc1 shown in Fig. 33 is suitable for light load.
  • FIG. 34 is a circuit diagram showing a first modified example of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • the power source I dc 1 is connected to the transformer It is configured by a reactor L3 connected in series to the primary winding 5a.
  • FIG. 35 is a circuit configuration diagram showing a second modified example of the DC converter according to the eighth embodiment.
  • the reactor L 2 and the diode D 6 which are the power supply source I dc 1 shown in FIG. 33
  • the reactor L 3 which is the power supply source I dc 1 shown in FIG. It is possible to cope with light load and heavy load.
  • the reactor L3 can be replaced with a transformer T transformer cage inductor.
  • the saturable reactor SL1 can be substituted by the excitation inductance of the transformer T by using a core having good saturation characteristics for the transformer.
  • this circuit can control the output voltage by setting the switching frequency to a fixed frequency and performing PWM control, and can easily respond to broadcast interference and the like.
  • the DC converter according to the ninth embodiment employs a synchronous rectifier in the secondary circuit of the transformer, and since the output waveform of the transformer is a rectangular wave, the conduction ratio during synchronous rectification is increased. The feature is that the efficiency of the rectifier at low output voltage is reduced to increase the efficiency.
  • FIG. 36 is a circuit configuration diagram showing a DC converter according to a ninth embodiment.
  • the DC converter shown in FIG. 36 differs from the DC converter according to the first modification of the eighth embodiment shown in FIG. 34 only in the configuration of the secondary circuit of the transformer T. Since other configurations are the same, the same portions are denoted by the same reference numerals, and only the configuration of the secondary circuit of the transformer T will be described.
  • a switch Q3 composed of an FET and a switch Q4 composed of an FET are connected in series.
  • One end (the Qin side) of the secondary winding 5 b of the transformer T is connected to the gate of the switch Q3, and the other end of the secondary winding 5 b of the transformer T is Connected to the gate of switch Q4.
  • Diode D 1 is connected in parallel to switch Q 3
  • diode D 82 is connected in parallel to switch Q 4.
  • Reactor 1 and capacitor C 4 are connected in series to both ends of switch Q 4 to form a smoothing circuit.
  • This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) in the secondary winding 5b of the transformer T, and outputs a DC output to the load RL.
  • the control circuit 10 turns on and off the switches Q1 and Q2 alternately, and turns on the pulse applied to the switch Q1 when the output voltage of the load RL exceeds the reference voltage. Control is performed so as to reduce the width and increase the ON width of the pulse applied to switch Q2. That is, when the output voltage of the load RL becomes equal to or higher than the reference voltage, the output voltage is controlled to a constant voltage by reducing the ON width of the pulse of the switch Q1.
  • Q lv is the voltage across the switch Q 1 (drain-source)
  • Q li is the current flowing through the switch Q 1 (drain current)
  • Q 2 V is the voltage across the switch Q 2
  • Q 2 i is the current flowing in switch Q 2
  • Q 3 i is the current flowing in switch Q 3
  • Q 4 i is the current flowing in switch Q 4
  • SL 1 i is the current flowing in saturable reactor SL 1
  • VT is the transformer T 2 shows the voltage across the secondary winding 5b.
  • a positive voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn off. Then, a current flows in the order of L 1 ⁇ C 4 ⁇ Q 4 ⁇ L 1, and the energy of the reactor 1 is supplied to the load R L.
  • switch Q1 is on and switch Q2 is off.
  • current flows from the DC power supply Vdc1 to the switch Q1 via the primary winding 5a of the transformer, and energy is applied to the primary winding 5a (the image mark of the primary winding 5a). Is accumulated on the + side and 1) on the other end. Due to this energy, a voltage (the mark side of the secondary winding 5b is ten and the other end is one) is also generated in the secondary winding 5b. Therefore, a positive voltage is applied to the gate of the switch Q3 to turn on, and a negative voltage is applied to the gate of the switch Q4 to turn off.
  • a current flows in the order of 5b ⁇ L1 ⁇ C4 ⁇ Q3 ⁇ 5b, and DC power is supplied to the load RL. Further, when the switch Q1 is turned on, a current SL1i also flows through the saturable reactor SL1, and energy is stored in the inductor of the saturable reactor SL1.
  • the switch Q1 changes from the on state to the off state.
  • resonance occurs due to the inductance of the reactor L3, the inductance of the saturable reactor SL1, and the resonance capacitor C1, and the resonance causes the voltage of the switch Q1 to rise rapidly.
  • the diode D4 is turned on after the switch Q1 is turned off, and a current flows through the diode D4, and the energy of the saturable reactor SL1 and the Energy is stored in snubber capacitor C3 via diode D4. Then, by turning on the switch Q2 during the ON period of the diode D4, the switch Q2 becomes a zero-voltage switch.
  • the effects of the eighth embodiment can be obtained, and the synchronous rectifier is used in the secondary circuit of the transformer T. Since the output waveform of the synchronous rectifier element is a square wave, the square wave is applied to the gate of the synchronous rectifier to conduct for almost the entire period, so that no current flows through the diodes connected in parallel, and rectification can be performed without loss. This is effective at low output voltages such as 5V and 3.3V.

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Abstract

トランスＴの１次巻線５ａとスイッチＱ１とが直流電源Ｖｄｃ１に直列に接続され、スイッチＱ２とスナバコンデンサＣ３の直列回路が１次巻線またはスイッチＱ１に並列に接続され、可飽和リアクトルＳＬ１が１次巻線５ａに並列に接続される。ダイオードＤ１とコンデンサＣ４との直列回路がトランスＴの２次巻線５ｂに並列に接続されて整流平滑回路を構成する。制御回路１０はスイッチＱ１とスイッチＱ２とを交互にオン／オフさせると共にスイッチＱ２の電流が増大した時にスイッチＱ２をオフさせる。

Description

明 細 書 '
直流変換装置 技術分野
本発明は、 高効率、 小型、 低ノイズな直流変換装置に関する。
背景技術
図 1に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す。 図 1に示す直流変換装 置において、 直流電源 Vdc 1にトランス Tの 1次巻線 5 a (巻数 n l) を介して MOSFET (以下、 FETと称する。）等からなる主スィッチ Q1が接続され、 1 次巻線 5 aの両端には、 抵抗 R 2及びスナバコンデンサ C 2からなる並列回路とこ の並列回路に直列に接続されたダイォード D 3とが接続されている。 主スィツチ Q 1は、 制御回路 100の PWM制御によりオンノオフするようになっている。 また、 卜ランス Tの 1次卷線 5 aとトランス Tの 2次巻線 5 bとは互いに同相電 圧が発生するように巻回されており、 トランス Tの 2次巻線 5 b (巻数 n 2)には、 ダイオード Dl， D2とリアクトル L 1とコンデンサ C4とからなる整流平滑回路 が接続されている。 この整流平滑回路は、 トランス Tの 2次巻線 5 bに誘起された 電圧 （オン Zオフ制御されたパルス電圧） を整流平滑して直流出力を負荷 RLに出 力する。
制御回路 100は、 図示しない演算増幅器及びフォト力ブラを有し、 演算増幅器 は、 負荷 RLの出力電圧と基準電圧とを比較し、 負荷 RLの出力電圧が基準電圧以 上となったときに、 主スィッチ Q1に印加されるパルスのオン幅を狭くするように 制御する。 すなわち、 負荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、 主スィ ツチ Q 1のパルスのオン幅を狭くすることで、 出力電圧を一定電圧に制御するよう になっている。
次に、 このように構成された直流変換装置の動作を図 2に示すタイミングチヤ一 トを参照しながら説明する。 なお、 図 2では、 主スィッチ Q1の両端間の電圧 Q1 v、 主スィツチ Q 1に流れる電流 Q 1 i、 主スィツチ Q 1をオン/オフ制御する Q 1制御信号を示している。
まず、 時刻 t 31において、 Q 1制御信号により主スィツチ Q 1がオンし、 直流 電源 Vdc 1からトランス Tの 1次巻線 5 aを介して主スィッチ Q1に電流 Ql i が流れる。この電流は、時刻 t 32まで時間の経過とともに直線的に増大していく。 また、 1次巻線 5 aを流れる電流 n 1 iも電流 Q 1 iと同様に時刻 t 32まで時間 の経過とともに直線的に増大していく。
なお、 時刻 t 3 1から時刻 t ,3 2では、 1次巻線 5 aの主スィッチ Q 1側が一側 になり、 且つ 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとは同相になっているので、 ダイォード D 1のアノード側が +側になるため、 5 b→D 1→L 1→C 4→ 5 bと電流が流れ る。
次に、 時刻 t 3 2において、 主スィッチ Q 1は、 Q 1制御信号により、 オン状態 からオフ状態に変わる。 このとき、 トランス Tの 1次巻線 5 aに誘起された励磁ェ ネルギ一の内、 リーケージインダクタ L g ( 2次巻線 5 bと結合していないインダ クタンス） の励磁エネルギーは、 2次巻線 5 bに伝送されないため、 ダイオード D 3を介してスナパコンデンサ C 2に蓄えられる。
また、 時刻 t 3 2〜時刻 t 3 3では、 主スィッチ Q 1がオフであるため、 電流 Q 1 i及び 1次卷線 5 aを流れる電流 n 1 iは零になる。 なお、 時刻 t 3 2から時刻 t 3 3では、 L 1→C 4→D 2→L 1で電流が流れて、 負荷 R Lに電力が供給され る。
このような直流変換装置によれば、 スナバ回路 （C 2， R 2 ) を挿入し、 主スィ ッチ Q 1の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、 スイッチングノィズを低減 できると共に、 トランス Tのリ一ケージインダクタ L gによる主スィッチ Q 1への サージ電圧を抑制することができる。 発明の開示
しかしながら、 図 1に示す直流変換装置にあっては、 スナバコンデンサ C 2に充 電された電荷を抵抗 R 2によって消費させるため、 損失が増大した。 この損失は、 変換周波数に比例するため、小型ィ匕を目的として変換周波数を上昇させた場合には、 損失が増大し、 効率が低下する欠点があった。
また、 トランス Tの 1次巻線 5 aに流れるトランス励磁電流は、 図 4に示すよう に、 主スィツチ Q 1がオン時には直線的に正の値で増加していき、 主スィツチ Q 1 がオフ時には直線的に減少してゼロになる。 即ち、 トランス Tの磁束は、 図 3に示 すように、 B— H力一ブの第 1象限のみ（Δ Β ')使用するため、 トランス Τのコア の利用率が低く、 トランス Τが大型化していた。
本発明は、 トランスの小型化とスィッチのゼロ電圧スイッチングを可能とし、 小 型、 高効率、 低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。 本発明の第 1の技術的側面によれば、 直流変換装置は、 直流電源に並列に接続さ れ、 トランスの 1次巻線と第 1スィッチとが直列に接続された第 1直列回路と、 前 記トランスの 1次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、 前記第 1直列回路 に接続され前記可飽和リアクトルに蓄積されたエネルギ一を還流させる第 1還流回 路であって、 第 2スィッチとスナバコンデンサとが直列に接続されたものと、 前記 トランスの 2次巻線に並列に接続され、 整流素子と平滑素子とが直列に接続された 整流平滑回路と、 前記第 1スィツチと前記第 2スィツチとを交互にオン Zオフさせ る制御回路とを有することを特徴とする。
本発明の第 2の技術的側面によれば、 直流変換装置は、 第 1の技術的側面に加え てさらに前記第 1スィツチがオン時に電力を蓄え前記第 1スィツチがオフ時に前記 電力を前記スナパコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、 前記第 1還流回 路は前記第 1スィツチまたは前記 1次巻線のいずれかに並列に接続され、 前記制御 回路は前記第 2スィツチの電流が増大した時に前記第 2スィッチをオフさせること を特徴とする。
本発明の第 3の技術的側面によれば、 直流変換装置は、 第 1の技術的側面に加え てさらに、 前記第 1直列回路の前記第 1スィッチは第 3リアクトルを介して前記 1 次巻線に接続され、 前記トランスに接続され、 前記第 3リアクトルに蓄積されたェ ネルギ一を前記トランスの 2次側に還流させる第 2還流回路を有することを特徴と する。
本発明の第 4の技術的側面によれば、 直流変換装置は、 第 1の技術的側面に加 えて、 前記第 1スィツチがオン時に電力を蓄え前記第 1スィツチがオフ時に前記電 力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、 前記第 1還流回路 は前記第 1スィツチまたは前記 1次巻線のいずれかに並列に接続され、 前記整流平 滑回路は、 前記整流素子を介して前記トランスの 2次巻線に並列に接続される第 2 整流素子と前記整流素子と前記平滑素子との間に接続された第 4リアクトルとをさ らに有し、 前記制御回路は前記第 2スィツチの電流が増大した時に前記第 2スィッ チをオフさせることを特徴とする。
本発明の第 5の技術的側面によれば、 直流変換装置は、 第 1の技術的側面に加え て、 前記第 1スィッチがオン時に電力を蓄え、 前記第 1スィッチがオフ時に前記電 力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、 前記第 1還流回路 は前記第 1スィツチまたは前記 1次卷線のいずれかに並列に接続され、 前記整流平 滑回路は、 前記平滑素子と前記トランスの 2次巻線との間に接続される第 4リアク トルと、 前記整流素子に並列に接続されかつ制御端子が前記 2次巻線の他端に接続 された第 3スィッチ及び該第 3スィッチと、 前記 2次巻線との直列回路に並列に接 続され且つ制御端子が前記 2次巻線の一端に接続された第 4スィツチと、 前記第 3 スィツチを介して前記トランスの 2次巻線に並列に接続される第 2整流素子とを有 し、 前記制御回路は前記第 2スィツチの電流が増大した時に前記第 2スィツチをォ フさせることを特徴とする。 図面の簡単な説明
図 1は、 従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
図 2は、 従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチヤ一トである。 図 3は、従来の直流変換装置に設けられたトランスの B— H特性を示す図である。 図 4は、 従来の直流変換装置に設けられたトランスの励磁電流のタイミングチヤ 一卜である。
図 5は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図 6は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図で ある。
図 7は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミング チヤ一卜である。
図 8は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1のターンオン時の 各部における信号の詳細を示すタイミングチヤ一トである。
図 9は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの B— H特 性を示す図である。
図 1 0は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リアクトル の電流のタイミングチヤ一トである。
図 1 1は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置の第 1実施例を示す回路構成図 である。
図 1 2は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置の第 1変更実施例を示す回路構 成図である。
図 1 3は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置の第 2変更実施例を示す回路構 成図である。
図 1 4は、 第 2の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 1 5は、 第 3の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 1 6は、 第 3の実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図であ る。
図 1 7は、 第 3の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミン グチヤートである。
図 1 8は、 第 1の実施の形態または第 2の実施の形態に係る直流変換装置におい て入力電圧が高い場合の各部における信号のタイミングチヤ一トである。
図 1 9は、 第 4の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 2 0は、 第 4の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミン グチヤー卜である。
図 2 1は、 第 4の実施の形態に係る直流変換装置のスィッチ Q 1のターンオン時 の各部における信号の詳細を示すタイミングチヤ一トである。
図 2 2は、 第 4の実施の形態に係る直流変換装置の第 1変更実施例を示す回路構 成図である。
図 2 3は、 第 4の実施の形態に係る直流変換装置の第 2変更実施例を示す回路構 成図である。
図 2 4は、 第 5の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 2 5は、 第 3及び第 5の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランス の構造図である。
図 2 6は、 第 6の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 2 7は、 第 6の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミン グチヤ一卜である。
図 2 8は、 第 7の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 2 9は、 第 7の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミン グチャートである。
図 3 0は、 第 8の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 3 1は、 第 8の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミン グチャートである。
図 3 2は、 第 8の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1のターンオン時 の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
図 3 3は、 第 8の実施の形態に係る直流変換装置の第 1実施例を示す回路構成図 である。
図 3 4は、 第 8の実施の形態に係る直流変換装置の第 1変更実施例を示す回路構 成図である。 図 3 5は、 第 8の実施の形態に係る直流変換装置の第 2変更実施例を示す回路構 成図である。
図 3 6は、 第 9の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
図 3 7は、 第 9の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミン グチャートである。 発明を実施するための最良の形態
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。 第 1の実施の形態
第 1の実施の形態に係る直流変換装置は、 主スィッチをオンした時にトランスの 2次巻線を介して直接に負荷に電力を供給し、 主スィツチをオフした時にトランス の 1次卷線に蓄えられた励磁エネルギーをスナバコンデンサに蓄え、 補助スィツチ をオンすることにより、 トランスのコアの B— Hカーブの第 1、 第 3象限を使い、 かつ、 励磁エネルギーの不足分を電力供給源から補うことにより、 B— Hカーブの 出発点を第 3象限の下端にすると共に、 トランスの 1次巻線に、 可飽和リアクトル を並列に接続することにより、 補助スィツチのオン期間の終了間際で可飽和リァク トルを飽和させ、 電流を増大させることにより、 補助スィッチのオフ時の逆電圧の 発生を急峻とし、 主スィッチをゼロ電圧スィッチ動作させることを特徴とする。 また、 トランス Tの 2次側には、 ダイオード D 1とコンデンサ C 4とからなる整 流平滑回路を設けたことを特徴とする。
図 5は第 1の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。 図 5に示す直 流変換装置において、 直流電源 V d c 1の両端にはトランス Tの 1次巻線 5 a (巻 数 n l ) と F E Tからなる主スィッチとしてのスィッチ Q 1 (第 1スィッチ） との 直列回路 （第 1直列回路） が接続されている。 スィッチ Q 1の両端にはダイオード D 3と共振用コンデンサ C 1とが並列に接続されている。
トランス Tの 1次巻線 5 aの一端とスィッチ Q 1の一端との接続点には F E Tか らなる補助スィッチとしてのスィッチ Q 2 (第 2スィッチ） の一端が接続され、 ス イッチ Q 2の他端はスナバコンデンサ C 3を介して直流電源 V d c 1の正極に接続 されている。 スナバコンデンサ C 3とスィッチ Q 2との直列回路は第 1還流回路を 構成する。 なお、 スィッチ Q 2の他端はスナバコンデンサ C 3を介して直流電源 V d e lの負極に接続されていてもよい。
スナパコンデンサ C 3の両端には、 スィッチ Q 1がオン時に電力を蓄えるととも 3411
7 にスィツチ Q 1がオフ時に蓄えられた電力をスナバコンデンサ C 3に供給する電流 源からなる電力供給源 I d c 1が接続されている。
スィツチ Q 2の両端にはダイォード D 4が並列に接続されている。スィツチ Q 1 , Q2は、 制御回路 10の PWM制御により交互にオン/オフするが、 共にオフとな る期間 （デッドタイム） を有する。
トランス Tの 1次巻線 5 aには、 可飽和リアクトル SL 1が並列に接続されてい る。 この可飽和リアクトル SL 1は、 トランス Tのコアの飽和特性を用いている。 可飽和リアクトル SL1には、 正負の振れ幅の等しい交流電流が流れるため、 磁束 は、 図 9に示す B— Hカーブ上の原点 （B， H) = (0， 0) を中心にして、 第 1 象限と第 3象限とに等しく増減する。
しかし、 回路には損失を伴うため、 磁束は完全に対称とはならず、 第 1象限が主 体となる。 また、 コンデンサ C1を短時間で放電し電圧をゼロとする必要から、 可 飽和リアクトル SL 1またはトランス Tの励磁インダクタンスを低くして、 励磁電 流を多くしている。
また、 図 9に示すように一定の正磁界 Hに対して磁束 Bが Bmで飽和し、 一定の 負磁界 Hに対して磁束 Bが— Bmで飽和するようになっている。 磁界 Hは電流 iの 大きさに比例して発生する。 なお、 正確には Bは磁束密度であり、 コアの断面積を Sとして磁束 Ψ = Β · Sで表現されるが、 ここでは便宜上 S=lとして、 φ = Βと 表現している。 この可飽和リアクトル SL 1では、 Β— Η力一ブ上を磁束 Βが B a →Bb→B c→Bd→B e→B f→Bgと移動し、 磁束の動作範囲が広範囲となつ ている。 B— Hカーブ上の B a— Bb間及び B f— B g間は飽和状態である。 トランス Tのコアには、 1次巻線 5 aとこの巻線に対して同相の 2次巻線 5 b (巻 数 n2) とが巻回されており、 2次巻線 5bの一端はダイオード D1のアノードに 接続され、 ダイオード D 1の力ソ一ドと 2次卷線 5 bの他端とはコンデンサ C 4に 接続されている。 ダイオード D1とコンデンサ C 4とで整流平滑回路を構成する。 このコンデンサ C 4はダイオード D 1の整流電圧を平滑して直流出力を負荷 R に 出力する。
制御回路 10は、 スィッチ Q1とスィッチ Q 2とを交互にオン/オフ制御し、 負 荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、 スィッチ Q1に印加されるパル スのオン幅を狭くし、 スィッチ Q 2に印加されるパルスのオン幅を広くするように 制御する。 すなわち、 負荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、 スイツ チ Q1のパルスのオン幅を狭くすることで、 出力電圧を一定電圧に制御するように なっている。
また、 図 8に示すように、 制御回路 1 0は、 スィッチ Q 2の電流 Q 2 iが増大し た時刻にスィッチ Q 2をオフさせた後、 スィッチ Q 1をオンさせる。 制御回路 1 0 は、 スィッチ Q 1をターンオンするときに、 スィッチ Q 1の電圧がスィッチ Q 1と 並列に接続された共振用コンデンサ C 1と可飽和リアクトル S L 1の飽和インダク 夕ンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中にスィッチ Q 1をオンさ せる。
図 6は第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの構造図であ る。 図 6に示すトランスは、 矩形状の外形を有するコア 2 0を備え、 コア 2 0には 磁路 2 1 a、 2 1 b、 2 1 cを構成するように磁路の長手方向に平行に長形の間隙 2 2 a、 2 2 bが形成されている。 コア 2 0のコア部 2 0 aには、 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとが巻回されている。 リーケ一ジィンダクタを得るために、 1次巻線 5 a、 2次卷線 5 bを分割巻としている。
また、 外周コア上で且つ 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとの間の部分に対向する位 置に、 凹部 2 0 bが 2箇所形成されている。 この凹部 2 0 bにより、 外周コアの磁 路 2 1 b、 2 1 cの一部の断面積が他の部分よりも小さくなり、 その部分のみが磁 気飽和する。 その結果、 この飽和する 1次巻線 5 aを、 可飽和リァクトル S L 1と して兼用したときのコア損失を低減できる。
次にこのように構成された第 1の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 7、 図 8及び図 1 0に示すタイミングチヤ一トを参照しながら説明する。 図 7は第 1の 実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチヤ一トである。 図 8は第 1の実施の形態に係る直流変換装置のスィツチ Q 1のターンオン時の各部 における信号の詳細を示すタイミングチヤ一トである。 図 9は第 1の実施の形態に 係る直流変換装置に設けられたトランスの B—H特性を示す図である。 図 1 0は第 1の実施の形態に係る直流変換装置に設けられた可飽和リァクトルの電流のタイミ ングチヤ一卜である。
なお、 図 7及び図 8では、 スィッチ Q 1の両端間の電圧 Q l v、 スィッチ Q 1に 流れる電流 Q l i、 スィッチ Q 2の両端間の電圧 Q 2 v、 スィッチ Q 2に流れる電 流 Q 2 i、 電力供給源 I d c 1に流れる電流 I d c 1 i、 可飽和リアクトル S L 1 に流れる電流 S L 1 iを示している。
まず、 時刻 t 1 (時刻 t 1 1〜 t 1 2に対応） において、 スィツチ Q 1をオンさせ ると、 V d c l→5 a→Q l→V d c lで電流が流れる。 また、 この時刻に、 トラ ンス Tの 2次巻線 5 bにも電圧が発生し、 5 b→D 1→C 4→5 bで電流が流れる。 また、 スィッチ Q 1をオンさせた時に、 可飽和リアクトル S L 1にも電流 S L 1 i が流れて、 可飽和リアクトル S L 1のィンダク夕にエネルギーが蓄えられる。
この電流 S L 1 iは、 図 1 0に示すように、 時刻 t 1で電流値 a (負値)、 時刻 t i bで電流値 b (負値)、 時刻 t 1 3で電流値 c (ゼロ）、 時刻 t 2で電流値 d (正値） へと変ィ匕していく。 図 9に示す B—H力一ブ上では、 磁束は、 B a→B b→B c→ B dへと変化していく。 本発明の方式による磁束の動作範囲 Δ Βは図 9に示すとお りで、 B— H力一ブは飽和領域 H sを有する。 なお、 図 9に示す B a〜： B gと図 1 0に示す a〜gとは時刻が対応している。
次に、 時刻 t 2において、 スィッチ Q 1をオフさせると、 可飽和リアクトル S L 1に蓄えられたエネルギ一によりコンデンサ C 1が充電される。 このとき、 可飽和 リアクトル S L 1のインダク夕ンスとコンデンサ C 1とにより電圧共振が形成され て、 コンデンサ C 1の電圧すなわちスィツチ Q 1の電圧 Q 1 Vが急激に上昇する。 そして、 コンデンサ C 1の電位がコンデンサ C 3の電位と同電位となったとき、 可飽和リアクトル S L 1のエネルギーの放出により、 ダイオード D 4が導通し、 ダ ィオード電流が流れて、 コンデンサ C 3が充電されていく。 また、 このとき、 スィ ツチ Q 2をオンさせることにより、 スィッチ Q 2は、 ゼロ電圧スィッチとなる。 な お、 電流 S L 1 iは、 時刻 t 2から時刻 t 2 0において、 電流値 d (正値） から電流 値 e (ゼロ） に変化する。 これに対応して、 図 9に示す B—Hカーブ上では、 磁束 は、 B d→B eへと変化する。
また、 可飽和リァクトル S L 1のエネルギーの放出と同時に、 電力供給源 I d c 1からのエネルギーがコンデンサ C 3に供給され、 コンデンサ C 3が充電されてい く。 即ち、 コンデンサ C 3には、 電力供給源 I d c 1からのエネルギーと可飽和リ ァクトル S L 1からのエネルギーとが加え合わせられる。 そして、 可飽和リアクト ル S L 1のエネルギーの放出と電力供給源 I d c 1からのエネルギーの放出とが終 了すると、 コンデンサ C 3の充電は停止する。
次に、時刻 t 2 0〜時刻 t 3において、コンデンサ C 3に蓄えられたエネルギーは、 C 3→Q 2→S L 1—C 3に流れて、 可飽和リアクトル S L 1の磁束をリセットす る。 可飽和リアクトフレ S L 1に並列に接続されたトランス Tも同様に磁束が変化す る。
この場合、 時刻 t 2 0〜時刻 t 3においては、 コンデンサ C 3に蓄えられたェネル ギ一が可飽和リアクトル S L 1に帰還されるので、 可飽和リァクトル S L 1に流れ る電流 S L I iは、 図 1 0に示すように負値となる。 即ち、 電流 S L 1 iは、 時刻 t 2 0〜時刻 t 2 aにおいては、電流値 e (ゼロ）から電流値 f (負値）に変化する。 これに対応して、 図 9に示す B— Hカーブ上では、 磁束は、 B e→B fへと変化し ていく。なお、 時刻 t 2から時刻 t 2 0における面積 Sと時刻 t 2 0〜時刻 t 2 aにお ける面積 Sとは等しい。 この面積 Sはコンデンサ C 3に蓄えられた可飽和リアクト S L 1のエネルギーに相当する。
次に、 電流 S L 1 1は、 時刻 t 2 a〜時刻 t 3においては、 電流値 f (負値） から 電流値 g (負値） に変化する。 図 9に示す B—Hカーブ上では、 磁束は、 飽和領域
H Sを B f→B gへと変ィ匕していく。時刻 t 2 a〜時刻 t 3における面積は、 コンデ ンサ C 3に蓄えられた電力供給源 I d c 1のエネルギーに相当する。
即ち、 コンデンサ C 3に蓄えられたエネルギーは、 可飽和リァクトル S L 1のェ ネルギ一と電力供給源 I d c 1のエネルギーとを合わせたものであるため、 電流 S L 1 iは、 リセット時に電力供給源 I d c 1から供給されるエネルギー分だけ多く なるので、 磁束は第 3象限に移動して、 飽和領域 （B f _ B g) に達し、 電流 S L 1 iが増大し、 時刻 t 3 (時刻 t 1も同様） で最大となる。電流 S L 1 iは、 スィッ チ Q 2のオン期間の終了間際で増大しており、 可飽和リアクトル S L 1の飽和時の 電流である。
また、 この時刻 t 3には、スィッチ Q 2の電流 Q 2 iも最大となる。 この時刻に、 スィッチ Q 2をオフさせることにより、 コンデンサ C 1の放電は急峻になり、 短時 間でゼロとなる。 このとき、 スィッチ Q 1をオンさせることにより、 スィッチ Q 1 はゼロ電圧スィツチを達成できる。
図 1 1は第 1の実施の形態に係る直流変換装置を示す詳細な回路構成図である。 図 1 1に示す第 1実施例では、電力供給源 I d c 1がリアクトル（第 1リアクトル) L 2とダイオード D 6との直列回路 （第 2直列回路） で構成したものである。 この実施例によれば、 スィツチ Q 1がオンしたときリアクトル L 2にエネルギー を蓄え、 スィッチ Q 1がオフしたときにリアクトル L 2に蓄えられたエネルギーを コンデンサ C 3に供給して、 コンデンサ C 3を充電する。 なお、 図 1 1に示す電力 供給源 I d c 1は軽負荷時に適している。
第 1変更実施例
図 1 2は第 1の実施の形態に係る直流変換装置の第 1変更実施例を示す回路構成 図である。 図 1 2に示す第 1変更実施例では、 電力供給源 I d c 1をトランス丁の 1次巻線 5 aに直列に接続されたリアクトル （第 2リアクトル） L 3で構成したも のである。
この第 1変更実施例によれば、 スィツチ Q 1がオンした時には、 電流がリァクト ル L 3を通して流れ、 リアクトル 3にエネルギーを蓄える。 スィツチ Q 1がオフ した時には、 このエネルギーは、 L 3→T→D 4→C 3→L 3で放出され、 ェネル ギ一の一部は、トランス Tの 2次巻線 5 bを介して負荷 R Lに供給されるとともに、 コンデンサ C 3を充電する。 なお、 図 1 2に示す電力供給源 I d c 1は重負荷時に 適している。
第 2変更実施例
図 1 3は第 1の実施の形態に係る直流変換装置の第 2変更実施例を示す回路構成 図である。 図 1 3に示す第 2変更実施例では、 図 1 1に示す電力供給源 I d c 1で あるリアクトル L 2およびダイォード D 6と、 図 1 2に示す電力供給源 I d c 1で あるリアクトル L 3とを組み合わせたものであるため、 軽負荷時や重負荷時に対応 可能である。
なお、 リアクトル L 3は、 トランス Tのリーケージインダクタで代用することが できる。 また、 可飽和リアクトル S L 1も、 図 6に示すような飽和特性の良好なコ ァをトランスに用いることによるトランス Tの励磁ィンダク夕ンスで代用すること もできる。 また、 本回路は、 スイッチング周波数を固定周波数とし、 PWM制御す ることにより、 出力電圧を制御することができ、 放送妨害等に簡単に対応できる。 以上説明したように、 本実施形態によれば、 ゼロ電圧スイッチングを達成でき、 共振作用により電圧の立ち上り、 立下がりも緩やかとなり、 低ノイズ、 高効率な直 流変換装置を提供することができる。
また、 トランスのコアの磁束利用率が向上し、 装置を小型化することができる。 第 2の実施の形態
図 1 4は第 2の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 第 2の 実施の形態に係る直流変換装置は、 トランス Tの 2次側に 2次卷線 5 bと 3次巻線 5 cとを設け、 2出力としたことを特徴とする。 なお、 トランス Tの 2次側に 3以 上の巻線を設け、 3出力以上としてもよい。 ここでは、 2出力についてのみ説明す る。
即ち、 本実施形態に係る直流変換装置は図 1 2に示す直流変換装置の構成に、 さ らに、 トランス Tのコアに巻回された 3次巻線 5 cと、 ダイオード D 2、 コンデン サ C 2、 負荷 R L 2を設けている。 3次巻線 5 cは 2次巻線 5 bと同相に巻回され ている。 3次巻線 5 cの一端はダイオード D 2のアノードに接続され、 ダイオード D 2の力ソードと 3次卷線 5 cの他端とはコンデンサ C 2に接続されている。 ダイ ォード D 2とコンデンサ C 2とで整流平滑回路を構成する。 このコンデンサ C 2は ダイォード D 2の整流電圧を平滑して直流出力を負荷 R L 2に出力する。
また、 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとは疎結合され、 また、 1次巻線 5 aと 3次 巻線 5 cとは疎結合されている。 例えば、 巻線間をより離すことで疎結合とするこ とができる。 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとは密結合されている。 例えば、 巻線間 をより近接させることで密結合とすることができる。
制御回路 1 0は、 スィッチ Q 1とスィッチ Q 2とを交互にオン/オフ制御し、 負 荷 R L 1の出力電圧が基準電圧以上となったとき、 スィツチ Q 1に印加されるパル スのオン幅を狭くし、 スィッチ Q 2に印加されるパルスのオン幅を広くするように 制御する。 すなわち、 負荷 R L 1の出力電圧が基準電圧以上となったとき、 スイツ チ Q 1のパルスのオン幅を狭くすることで、 各出力電圧を一定電圧に制御するよう になっている。
なお、 トランス Tの 1次側回路は第 1の実施形態の第 1変更実施例と同様の構成 で、 電力供給源 I d c lをトランス Tの 1次巻線 5 aに直列に接続されたリアクト ル L 3で構成している。
このように第 2の実施の形態に係る直流変換装置によれば、 2次卷線 5 からの 電圧をダイォード D 1とコンデンサ C 4とで整流平滑して直流電力を負荷 R L 1に 供給でき、 また、 3次卷線 5 cからの電圧をダイオード D 2とコンデンサ C 2とで 整流平滑して直流電力を負荷 R L 2に供給できる。
また、 1次卷線 5 aと 2次卷線 5 bとは疎結合されているので、 1次側のリーケ ージィンダクタは大きく、 また、 2次巻線 5 bと 3次卷線 5 cとは密結合されてい るので、 2次側のリーケージインダクタは小さい。 このため、 2次側の出力 （2次 巻線側の出力及び 3次巻線側の出力） は、 軽負荷及び重負荷に対して変動が小さく なり、 負荷変動特性が良くなる。 即ち、 2次側のクロスレギュレーションが改善さ れる。 また、 複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、 補助レギユレ一 夕を省略でき、 回路を簡単化できる。
なお、 2次側の複数出力として、 図 1 4に示す直流変換装置に、 図 1に示す直流 変換装置の 2次側回路 （2次巻線5 13、 ダイオード D l， D 2、 リアクトル L l、 コンデンサ C 4 )と同一構成の 2次側回路（ 3次巻線 5 c、ダイオード D 3， D 4、 リアクトル L 2、 コンデンサ C 2 ) を追加した直流変換装置 （図示せず） も可能で ある。 しかし、 リアクトル L I , L 2が大きいため、 リアクトル L I , L 2を同一コア 上に巻回する方法もあるが、 2次側のクロスレギュレーションが悪化する-。 2次巻 線 5 bとリアクトル L 1との卷数比、 3次巻線 5 cとリアクトル L 2との巻数比を 合わせるのは巻数が少ないため難しい。
図 1 4に示す第 2の実施の形態では、リアクトル L 1、リアクトル 2を用いず、 2次側のリ一ケージィンダク夕は小さく、 1次御 j 2次側間のリ一ケージィンダク夕 ンスが大きいため、 2次側のクロスレギュレーションが改善されるとともに、 回路 を簡単化できる。 第 3の実施の形態
次に第 3の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。 第 1及び第 2の実施の形 態に係る直流変換装置では、 スィッチとして、 ノーマリオフタイプの MO S F E T 等を用いた。 このノーマリオフタイプのスィッチは、 電源がオフ時にオフ状態とな るスィッチである。 一方、 S I T (static induction transistor, 静電誘導トランジ スタ） 等のノーマリオンタイプのスィッチは、 電源がオフ時にオン状態となるスィ ッチである。このノーマリオンタイプのスィッチは、スィツチングスピードが速く、 オン抵抗も低くスィツチング電源等の電力変換装置に使用した場合、 理想的な素子 であり、 スイッチング損失を減少させ効率をさらに向上させることが期待できる。 しかし、ノーマリオンタイプのスィツチング素子にあっては、電源をオンすると、 スィッチがオン状態であるため、 スィッチが短絡する。 このため、 ノーマリオン夕 ィプのスィツチを起動できず、 特殊な用途以外には使用できない。
そこで、 第 3の実施の形態に係る直流変換装置は、 第 1の実施の形態に係る直流 変換装置の構成を有すると共に、 スィッチ Q 1にノ一マリオンタイプのスィッチを 使用するために、 交流電源オン時に、 入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目 的で挿入されている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、 ノーマリオンタイ プのスィツチの逆バイアス電圧に使用し、 電源オン時の問題をなくす構成を追加し たことを特徴とする。
図 1 5は第 3の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 1 5 に示す直流変換装置は、 図 1 1に示す第 1の実施の形態に係る直流変換装置の構成 を有すると共に、 交流電源 V a c 1から入力される交流電圧を全波整流回路 （入力 整流回路） B 1で整流して、 得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力するもの で、 全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1と他方の出力端 P 2との間には、 入力平 滑コンデンサ C 5と突入電流制限抵抗 R 1とからなる直列回路が接続されている。 なお、 交流電源 V a c 1及び全波整流回路 B 1は、 図 1 1に示す直流電源 V d c 1 に対応する。
全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1には、 トランス Tの 1次巻線 5 aを介して S I T等のノーマリオンタイプのスィッチ Q 1 nが接続され、 スィッチ Q 1 nは、 制御回路 1 1の PWM制御によりオン/オフする。 なお、 スィッチ Q I n以外のス イッチ Q 2は、 ノ一マリオフタイプのスィッチである。
また、 突入電流制限抵抗 R 1の両端にはスィッチ S 1が接続されている。 このス イッチ S 1は、 例えばノ一マリオフタイプの MO S F E T, B J T (バイポーラ接 合トランジスタ） 等の半導体スィッチであり、 制御回路 1 1からの短絡信号により オン制御される。
突入電流制限抵抗 R 1の両端には、 コンデンサ C 6と抵抗 R 2とダイォ一ド D 5 とからなる起動電源部 1 2が接続されている。 この起動電源部 1 2は、 突入電流制 限抵抗 R 1の両端に発生する電圧を取り出し、 コンデンサ C 6の両端電圧をスィッ チ Q 1 nのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、 制御回路 1 1の端子 aに出力する。 また、 入力平滑コンデンサ C 5に充電された充電電圧を制御回路 1 1に供給する。
制御回路 1 1は、 交流電源 V a c 1をオンしたときに、 コンデンサ C 6から供給 された電圧により起動し、 制御信号として端子 bからスィッチ Q I nのゲートに逆 バイアス電圧を出力し、 スィッチ Q 1 nをオフさせる。 この制御信号は、 例えば、
- 1 5 Vと 0 Vとのパルス信号からなり、 一 1 5 Vの電圧によりスィッチ Q 1 nが オフし、 0 Vの電圧によりスィッチ Q 1 nがオンする。
制御回路 1 1は、 入力平滑コンデンサ C 5の充電が完了した後、 端子 bから制御 信号として 0 Vと一 1 5 Vとのパルス信号をスィッチ Q 1 nのゲートに出力し、 ス イッチ Q 1 nをスィツチング動作させる。 制御回路 1 1は、 スィツチ Q 1 nをスィ ツチング動作させた後、 所定時間経過後にスィッチ S 1のゲートに短絡信号を出力 し、 スィッチ S 1をオンさせる。
また、 トランス Tに設けられた補助巻線 5 d (巻数 n 4 ) の一端は、 スィッチ Q
1 nの一端とコンデンサ C 7の一端と制御回路 1 1とに接続され、 補助巻線 5 dの 他端は、 ダイオード D 7の力ソードに接続され、 ダイオード D 7のアノードはコン デンサ C 7の他端及び制御回路 1 1の端子 cに接続されている。 補助巻線 5 dとダ ィォード D 7とコンデンサ C 7とは通常動作電源部 1 3を構成し、 この通常動作電 源部 1 3は、 補助巻線 5 dで発生した電圧をダイオード D 7及びコンデンサ C 7を 介して制御回路 1 1に供給する。
次にこのように構成された第 3の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 1 5 乃至図 1 7を参照しながら説明する。
なお、 図 1 7において、 V a c 1は、 交流電源 V a c 1の交流電圧を示し、 入力 電流は、 交流電源 V a c 1に流れる電流を示し、 R 1 Vは、 突入電流制限抵抗 R 1 に発生する電圧を示し、 C 5 Vは、 入力平滑コンデンサ C 5の電圧を示し、 C 6 V は、 コンデンサ C 6の電圧を示し、 出力電圧は、 コンデンサ C 4の電圧を示し、 制 御信号は、 制御回路 1 1の端子 bからスィッチ Q l nのゲートへ出力される信号を 示す。
まず、 時刻 t 0において、 交流電源 V a c 1を印加 （オン） すると、 交流電源 V a c 1の交流電圧は全波整流回路 B 1で全波整流される。 このとき、 ノ一マリオン タイプのスィッチ Q 1 nは、 オン状態であり、 スィッチ S 1は、 オフ状態である。 このため、 全波整流回路 B 1からの電圧は、 入力平滑コンデンサ C 5を介して突入 電流制限抵抗 R 1に全て印加される （図 1 6中の①)。
この突入電流制限抵抗 R 1に発生した電圧は、 ダイォ一ド D 5、 抵抗 R 2を介し てコンデンサ C 6に蓄えられる （図 1 6中の②)。 ここで、 コンデンサ C 6の端子 ί 側が例えば零電位となり、 コンデンサ C 6の端子 g側が例えば負電位となる。 この ため、 コンデンサ C 6の電圧は、 図 1 7に示すように、 負電圧 ィァス電圧） となる。このコンデンサ C 6の負電圧が端子 aを介して制御回路 1 1に供給される。 そして、 コンデンサ C 6の電圧が、 スィッチ Q 1 nのスレツシホールド電圧 TH Lになった時点 （図 1 7の時刻 t 1 ) で、 制御回路 1 1は、 端子 bから一 1 5 Vの 制御信号をスィッチ Q l nのゲートに出力する （図 1 6中の③)。 このため、スイツ チ Q l nは、 オフ状態となる。
すると、 全波整流回路 B 1からの電圧により、 入力平滑コンデンサ C 5は、 充電 されて（図 1 6中の④)、入力平滑コンデンサ C 5の電圧が上昇していき、入力平滑 コンデンサ C 5の充電が完了する。
次に、 時刻 t 2において、 制御回路 1 1は、 スイッチング動作を開始させる。 始 めに、 端子 bから 0 Vの制御信号をスィッチ Q l nのゲートに出力する （図 1 6中 の⑤)。 このため、 スィッチ Q 1 nは、 オン状態となるため、 全波整流回路 B 1の一 方の出力端 P 1からトランス Tの 1次巻線 5 aを介してスィッチ Q l nに電流が流 れて（図 1 6中の⑥)、 トランス Tの 1次卷線 5 aにエネルギーが蓄えられる。 この とき、 2次巻線 5 bにも電圧が発生し、 5 b→D l→C 4→5 bで電流が流れるた め、 負荷 R Lに電力が供給される。
また、 トランス Tの 1次巻線 5 aと電磁結合している補助巻線 5 dにも電圧が発 生し、 発生した電圧は、 ダイオード D 7及びコンデンサ C 7を介して制御回路 1 1 に供給される （図 1 6中の⑦)。 このため、制御回路 1 1が動作を継続することがで きるので、 スィッチ Q 1 nのスイッチング動作を継続して行うことができる。
次に、 時刻 t 3において、 端子 bから一 1 5 Vの制御信号をスィツチ Q 1 nのゲ ートに出力する。 このため、 時刻 t 3にスィッチ Q I nがオフする。 また、 時刻 t 3に可飽和リアクトル S L 1のィンダクタンスと共振用コンデンサ C 1による共振 を起こし、 スィッチ Q 1 nの電圧は上昇していき、 スィッチ Q 2の電圧は下降して いく。
.また、 時刻 t 3に制御回路 1 1から短絡信号をスィッチ S 1に出力すると、 スィ ツチ S 1がオンして （図 1 6中の⑧)、 突入電流制限抵抗 R 1の両端が短絡される。 このため、 突入電流制限抵抗 R 1の損失を減ずることができる。
なお、 時刻 t 3は、 交流電源 V a c 1をオンしたとき （時刻 t 0 ) からの経過時 間として設定され、 例えば入力平滑コンデンサ C 5と突入電流制限抵抗 R 1との時 定数 （て = C 5 · R 1 ) の約 5倍以上の時間に設定される。 以後、 スィッチ Q I n はオン //オフによるスィツチング動作を繰り返す。 スィツチ Q 1 nがスィツチング 動作を開始した後には、 スィツチ Q 1 n及びスィツチ Q 2は、 図 1 1に示す第 1の 実施の形態に係る直流変換装置のスィッチ Q 1及び Q 2の動作、 即ち、 図 7、 図 8 に示すタイミングチヤ一トに従った動作と同様に動作する。
このように第 3の実施の形態に係る直流変換装置によれば、 第 1の実施の形態の 効果が得られるとともに、 制御回路 1 1は、 交流電源 V a c 1がオンされたときに 突入電流制限抵抗 R 1に発生した電圧によりスィツチ Q 1 nをオフさせ、 入力平滑 コンデンサ C 5が充電された後、 スィッチ Q l nをオン Zオフさせるスイッチング 動作を開始させるので、 電源オン時においてノーマリオンタイプのスィツチを適切 に起動できないという問題もなくなる。 従って、 ノーマリオンタイプの半導体スィ ツチが使用可能となり、 損失の少ない、 即ち、 高効率な直流変換装置を提供するこ とができる。
なお、 第 3の実施の形態の装置では、 第 1の実施の形態の装置にノーマリオン回 路を追加した例を説明したが、 ノーマリオン回路は、 例えば、 第 2の実施の形態の 装置に追加しても良い。 第 4の実施の形態
次に第 4の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。 第 1及び第 2の実施の形 態に係る直流変換装置では、 図 1 8に示すタイミングチャートのように、 入力電圧 が高い場合（ i i )、即ち入力電圧の変動が非常に大きい場合には、スィツチ Q 1の 電流 Q l iの傾斜が急峻となり、 ピーク電流が増大し、 オン幅が非常に短くなる場 合がある。 この問題を改善するためには、 1次側のリアクトル L 3 (例えば 1次 2 次巻線間のリ一ケージィンダク夕）のィンダク夕ンスを増大させることが好ましい。 ただし、 スィッチ Q 1がオン時にリアクトル L 3に蓄えられたエネルギーは、 ス イッチ Q 1がオフ時にはスナバコンデンサ C 3に蓄えられ、 スィッチ Q 1が次にォ ン時するときに入力に帰還される。 このため、 リアクトル L 3に蓄えられるェネル ギ一が大きくなり、効率が低下する。従って、入力電圧の変化範囲が広い場合には、 入力電圧の高い方におけるスィツチ Q 1のピーク電流が増大し、 入力への帰還も多 くなり、 効率が大幅に低下する。
第 4の実施の形態の直流変換装置は、 トランスの 1次巻線に直列に接続されるリ ァクトルのィンダク夕ンスの値を大きくし、 スィツチ Q 1がオン時にリアクトルに 蓄えられるエネルギーを 2次側に還流する第 2還流回路を付加するために補助トラ ンスを設けている。
図 1 9は第 4の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 1 9 に示す第 4の実施の形態に係る直流変換装置は、 図 5に示す第 1の実施の形態に係 る直流変換装置に対して、 トランス T及びトランス Tの周辺回路が異なるので、 主 としてその部分についてのみ説明する。
トランス Tの 1次巻線 5 aの一端にはリアクトル （第 3リアクトル） L 4の一端 が接続され、 リアクトル L 4の他端はスィッチ Q 1の一端に接続されている。 トラ ンス Tの 1次巻線 5 aの他端 （秦印の側） には補助トランス T bの 1次巻線 5 a 2 (巻数が n l ) の一端 （秦印の側） が接続され、 補助トランス T bの 1次巻線 5 a 2の他端はリアクトル L 4の他端に接続されている。 したがって、 可飽和リアクト ル S L 1はリァクトル 4を介して一次巻線 5 aに並列に接続される。 また、 一次 巻線 5 aとスィツチ Q 1はリアクトル L 4を介して直列回路を構成し直流電源 V d c 1に並列に接続される。
また、 トランス Tの 2次巻線 5 bの他端 （參印の側） には補助トランス T bの 2 次巻線 5 b 2 (巻数が n 2 ) の一端 （秦印の側） が接続され、 補助トランス T bの 2次巻線 5b 2の他端はダイオード D42のアノードに接続され、 ダイオード D 4 2の力ソードはダイオード D 1の力ソード及びコンデンサ C 4の一端に接続されて いる。コンデンサ C 4の他端はトランス Tの 2次巻線 5 bの一端に接続されている。 補助トランス T bは、 スィツチ Q 1がオン時にリアクトル L 4に蓄えられたェネル ギーをスィッチ Q 1がオフ時に 2次側に還流させるようになつている。
次にこのように構成された第 4の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 19、 図 20及び図 21に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。 図 20は第 4の実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチヤ一トであ る。 図 21は第 4の実施の形態に係る直流変換装置のスィッチ Q1のタ一ンオン時 の各部における信号の詳細を示すタイミングチヤ一トである。
なお、 図 20及び図 21では、 スィッチ Q 1の両端間の電圧 Q l v、 スィッチ Q 1に流れる電流 Q 1 i、 スィッチ Q 2の両端間の電圧 Q 2 v、 スィッチ Q 2に流れ る電流 Q 2 i、 可飽和リァクトル S L 1に流れる電流 S L 1 iを示す。
まず、 時刻 t iにおいて、 スィッチ Q1をオンさせると、 第 1の実施の形態と同 様に、 Vd c 1→5 a→L4→Ql→Vdc 1で電流が流れる。また、この時刻に、 トランス Tの 2次卷線 5 bにも電圧が発生し、 第 1の実施の形態と同様に、 5b→ D 1→C4→5 bで電流が流れる。 このため、 図 20に示すように、時刻 t i〜t 2 において、 ダイォ一ド D 1の電流が直線的に増大する。
次に、 時刻 t 2において、 スィッチ Q1をオフさせると、 第 1の実施の形態と同 様にエネルギー留保要素としての可飽和リアクトル S L 1および電力供給源 I d c 1に蓄えられていたエネルギーがコンデンサ C 3に充電される。 さらに、 リアクト ル L 4に蓄えられたエネルギーは、補助トランス T bを介して 2次側に還流される。 即ち、 L4→5 a 2→5 a→L4で電流が流れると、 2次側では、 補助トランス T bの 2次巻線 5 b 2に電圧が誘起されるため、 5 b 2→D 42- C 4→ 5 b→ 5 b 2と電流が流れる。 このため、 図 20に示すように、 時刻 t 2〜 t 3において、 ダイ オード D 42に電流が流れる。
ここで、スィッチ Q1がオフ時のトランス Tの 1次巻線 5 aの電圧を VI 1とし、 補助トランス Tbの 1次巻線 5 a 2の電圧を V 21とし、 リアクトル L 4の電圧を VI 2とすると、 式 （1) が成立する。
VI 1 +V12=V21 · · · (1)
さらに、 トランス Tと補助トランス Tbとの巻数比を aとすれば、 式 （1) から 次の式 （2) が導出される。 a V 2 1 - a V l l = a V l 2 · · · ( 2 )
従って、 a V 1 2の電圧、 つまり、 リアクトル L 4の巻数比倍の電圧がダイォー ド D 4 2で整流されてコンデンサ C 4に供給される。
このように、 トランス Tの 1次巻線 5 aに直列に接続されるリアクトル L 4のィ ンダクタンスの値を大きくし、 スィッチ Q 1がオン時に蓄えられるエネルギーを補 助トランス T bを介して 2次側に還流するため、 効率がさらに改善される。 また、 ダイオード D 1及びダイオード D 4 2により、 スィッチ Q 1のオン、 オフ期間に 2 次側電流が流れて連続的となる。 このため、 平滑コンデンサ C 4のリツプル電流も 減少する。
また、 トランス Tの 1次卷線 5 aに並列に可飽和リァクトル S L 1が接続され、 電力供給源 I d c 1が設けられているので、 ゼロ電圧スィッチ動作を行うことがで きる。 このゼロ電圧スィッチ動作は、 第 1の実施の形態に係る直流変換装置におけ るゼロ電圧スィツチ動作と同一であるので、 ここではその説明は省略する。
第 1変更実施例
図 2 2は第 4の実施の形態の第 1変更実施例に係る直流変換装置の詳細な回路構 成図である。 図 2 2に示す第 1変更実施例では、 トランス Tに 1次巻線 5 a (巻数 n 1 ) と 2次巻線 5 b (巻数 n 2 ) と 3次巻線 5 c (巻数 n 3、 補助トランス T b の 2次巻線 5 b 2に対応） とが巻回されている。 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとは 同相に巻回され、 1次巻線 5 aと 3次卷線 5 cとは逆相に巻回されている。
本実施例では、 トランス Tの 2次巻線 5 bを 1次巻線 5 aと疎結合させ、 1次巻 線 5 a及び 2次巻線 5 b間のリーケージインダク夕により、 トランス Tに直列に接 続されたリアクトル L 4·を代用している。 即ち、 1次巻線 5 a及び 2次卷線 5 b間 のリーケージインダクタを図 1 9のリアクトル L 4とすることにより 2次側へのェ ネルギー還流を実現している。 これにより、 図 1 9に示した補助トランス T bを図 2 2に示したトランス Tに結合することができる。 補助トランス T bをトランス T に結合したトランスの構成例を図 2 5において後述する。
また、 本実施例では、 電力供給源 I d c 1がリアクトル L 2とダイォード D 6と の直列回路 （第 2直列回路） で構成したものである。 この電力供給源 I d c 1の動 作及び効果は第 1の実施の形態に係る直流変換装置の図 1 1に係る実施例の動作及 び効果と同一であるので、 ここではその説明は略する。
第 2変更実施例
図 2 3は第 4の実施の形態に係る直流変換装置の第 2変更実施例を示す回路構成 図である。 図 2 3に示す第 2変更実施例は、 図 2 2に示す実施例の構成に対して、 電力供給源 I d c 1の構成のみが異なる。 即ち、 本実施例では、 電力供給源 I d c 1がトランス Tの 1次巻線 5 aに直列に接続されたリァクトル 3で構成したもの である。 この電力供給源 I d c 1の動作及び効果は第 1の実施の形態に係る直流変 換装置の第 1変更実施例の動作及び効果と同一であるので、 ここではその説明は略 する。
また、 図 2 2に示す電力供給源 I d c 1であるリアクトル L 2とダイォード D 6 と、 図 2 3に示す電力供給源 I d c 1であるリアクトル L 3とを組み合わせてもよ く、 この場合には軽負荷時や重負荷時に対応可能である。
なお、 リアクトル L 3は、 トランス Tのリ一ケージインダクタで代用することが できる。 また、 可飽和リァクトル S L 1も、 図 2 5に示すような飽和特性の良好な コアをトランスに用いることによるトランス Tの励磁インダクタンスで代用するこ ともできる。 また、 本回路は、 スイッチング周波数を固定周波数とし、 PWM制御 することにより、 出力電圧を制御することができるので、 放送妨害等に簡単に対応 できる。 第 5の実施の形態
次に第 5の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。 図 2 4は第 5の実施の形 態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 第 5の実施の形態に係る直流変換 装置は、 トランス Tの 2次側に 2次卷線 5 bと 4次巻線 5 dとを設け、 2出力とし たことを特徴とする。 なお、 トランス Tの 2次側に 3以上の巻線を設け、 3出力以 上としてもよい。 ここでは、 2出力についてのみ説明する。
即ち、 本実施形態に係る直流変換装置は図 2 3に示す直流変換装置の構成に、 さ らに、 トランス Tのコアに巻回された 4次巻線 5 dと、 ダイオード D 5 5、 コンデ ンサ C 2、 負荷 R L 2を設けている。 4次巻線 5 dは 2次巻線 5 bと同相に卷回さ れている。 4次卷線 5 dの一端はダイオード D 5 5のアノードに接続され、 ダイォ —ド D 5 5のカソ一ドと 4次巻線 5 dの他端とはコンデンサ C 2に接続されている。 ダイォ一ド D 5 5とコンデンサ C 2とで整流平滑回路を構成する。 このコンデンサ C 2はダイォード D 5 5の整流電圧を平滑して直流出力を負荷 R L 2に出力する。 また、 1次巻線 5 aと 4次巻線 5 dとは疎結合されている。 例えば、 卷線間をよ り離すことで疎結合とすることができる。 2次巻線 5 bと 4次巻線 5 dとは密結合 されている。 例えば、 卷線間をより近接させることで密結合とすることができる。 制御回路 1 0は、 スィッチ Q 1とスィッチ Q 2とを交互にオン Zオフ制御し、 負 荷 R L 1の出力電圧が基準電圧以上となったとき、 スィツチ Q 1に印加されるパル スのオン幅を狭くし、 スィッチ Q 2に印加されるパルスのオン幅を広くするように 制御する。 すなわち、 負荷 R L 1の出力電圧が基準電圧以上となったとき、 スイツ チ Q 1のパルスのオン幅を狭くすることで、 各出力電圧を一定電圧に制御するよう になっている。
このように第 5の実施の形態に係る直流変換装置によれば、 2次巻線 5 からの 電圧をダイォ一ド D 1とコンデンサ C 4とで整流平滑して直流電力を負荷 R L 1に 供給でき、 また、 4次卷線 5 dからの電圧をダイオード D 5 5とコンデンサ C 2と で整流平滑して直流電力を負荷 R L 2に供給できる。
また、 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとは疎結合されているので、 1次側のリーケ ージィンダクタンスは大きく、 また、 2次巻線 5 bと 4次卷線 5 dとは密結合され ているので、 2次側のリーケージインダクタンスは小さい。 このため、 2次側の出 力 （2次巻線側の出力及び 4次巻線側の出力） は、 軽負荷時及び重負荷時に対して 変動が小さくなり、 負荷変動特性が良くなる。 即ち、 2次側のクロスレギユレ一シ ヨンが改善される。 また、 複数出力のクロスレギュレーションが良いことから、 補 助レギユレ一夕を省略でき、 回路を簡単化できる。
図 2 5は第 4及び第 5の実施の形態に係る直流変換装置に設けられたトランスの 構造図である。図 2 5に示すトランスは、略矩形状の外形を有するコア 3 0を備え、 コア 3 0には磁路 3 1 a、 3 1 b、 3 1 cを構成するように磁路の長手方向に平行 に長形の間隙 3 2 a、 3 2 bが形成されている。 コア 3 0のコア部 3 0 aには、 1 次巻線 5 aと 3次巻線 5 cとが近接して巻回されている。 これにより、 1次及び 3 次巻線間にわずかなリ一ケージィンダク夕を持たせ、 このリーケ一ジィンダク夕を リアクトル L 3の代替としている。 また、 磁路 3 1 bを規定するコア 3 0にはパス コア 3 0 cとギャップ 3 1が形成され、 磁路 3 1 cを規定する外周コアには 2次巻 線 5 bが巻回されている。 なお、 4次巻線 5 dは 2次巻線 5 bに近接して巻回され ている。 即ち、 パスコア 3 0 cにより、 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 b (4次巻線 5 dも同じ） を疎結合させることにより、 リーケージインダクタを大きくしている。 この大きなリ一ケージィンダクタンスをリアクトル L 4の代替としている。
また、 外周コァ上で且つ 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとの間に、 凹部 3 0 bが 2 箇所形成されている。 この凹部 3 O bにより、 外周コアの磁路の一部の断面積が他 の部分よりも狭くなり、 その部分のみが飽和するので、 コア損失を低減できる。 こ の飽和する 1次巻線 5 aを、可飽和リアクトル S L 1として兼用することができる。 このように、 トランス Tのコアの形状と巻線の工夫により、 トランス Tとリアク トル L 4のエネルギーを 2次側に帰還する補助トランス T bとを一つのコア 3 0に 結合し、パスコア 3 0 cを設けることにより、大きなリ一ケージィンダク夕を得て、 トランス部分とリアクトルとを結合したので、 直流変換装置を小型化、 低価格化す ることができる。 第 6の実施の形態
次に第 6の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。 図 2 6は第 6の実施の形 態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 第 6の実施の形態に係る直流変換 装置は、 トランスの 2次側回路に同期整流器を採用したもので、 トランスの出力波 形が矩形波であるため、 同期整流時の導通割合を増大することにより、 低出力電圧 時の整流器の損失を低減して高効率化することを特徴とする。
図 2 6に示す本実施形態に係る直流変換装置は、 図 2 3に示す第 4の実施の形態 の第 2変更実施例に係る直流変換装置に対して、 トランス Tの 2次側回路の構成が 異なるのみでその他の構成は同一構成であるので、 同一部分には同一符号を付し、 トランス Tの 2次側回路の構成のみを説明する。 なお、 1次巻線 5 aと 2次巻線 5 bとは疎結合され、 また、 2次巻線 5 bと 3次巻線 5 cとは密結合されている。 トランス Tの 2次巻線 5 bの一端 （き印の側） は、 コンデンサ C 4の一端に接続 され、 トランス Tの 2次卷線 5 bの他端は、 F E Tからなるスィッチ （第 3スイツ チ） Q 3を介してコンデンサ C 4の他端に接続されている。 トランス Tの 3次卷線 5 cの一端 （秦印の彻 J) は、 F E Tからなるスィッチ （第 4スィッチ） Q 4を介し てコンデンサ C 4の他端に接続されている。 トランス Tの 3次卷線 5 cの他端はト ランス Tの 2次巻線 5 bの他端に接続されている。
また、 トランス Tの 3次巻線 5 cの一端は、 スィツチ Q 3のゲートに接続され、 トランス Tの 3次巻線 5 cの他端は、 スィッチ Q 4のゲートに接続されている。 ス ィツチ Q 3にはダイォード D 6 1が並列に接続され、 スィツチ Q 4にはダイォード D 6 2が並列に接続されている。これらの素子により同期整流回路を構成している。 コンデンサ C 4は、 平滑回路を構成している。 この整流平滑回路は、 トランス丁の 2次巻線 5 b及び 3次卷線 5 cに誘起された電圧 （オン Zオフ制御されたパルス電 圧） を整流平滑して直流出力を負荷 R Lに出力する。
次に、 このように構成された第 6の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 2 7に示すタイミングチヤ一トを参照しながら説明する。 なお、 図 2 7において、 Q 1 Vはスィツチ Q 1の両端 (ドレインーソース） 間電圧、 Q 1 iはスィツチ Q 1に 流れる電流 (ドレイン電流)、 Q 2 Vはスィツチ Q 2の両端間電圧、 Q 2 iはスィッ チ Q 2に流れる電流、 Q 3 iはスィツチ Q 3に流れる電流、 Q 4 iはスィツチ Q 4 に流れる電流、 S L 1 iは可飽和リァクトル S L 1に流れる電流、 VTはトランス Tの 2次卷線 5 bの両端電圧を示している。
まず、期間 T 1 (期間 T 8も同じ、 図 2 0の時刻 t 0〜時刻 t 1、 図 2 0の時刻 t 2〜時刻 t 3に対応）では、 スィッチ Q 1がオフで、 スィッチ Q 2がオンである。 こ のため、スィツチ Q 2に電流が流れ、スィツチ Q 1には電流は流れない。このとき、 トランス Tの 1次 2次卷線間のリ一ケ一ジィンダクタに蓄えられたエネルギーによ り、 3次巻線 5 cにも電圧 （3次巻線 5 cの參印の側が一で他端側が +) が発生す る。 このため、 スィッチ Q 4のゲートには正電圧が印加されてオンし、 スィッチ Q 3のゲートには負電圧が印加されてオフする。 そして、 5 c→5 b→C 4→Q 4→ 5 cで電流が流れ、 負荷 R Lに出力電圧が発生する。
次に、 期間 T 2から期間 T 4 (図 2 0の時刻 t 1に対応） では、 スィツチ Q 2が オン状態からオフ状態に変わり、 スィッチ Q 1がオフ状態からオン状態に変わる。 このため、 可飽和リアクトル S L 1の飽和インダクタンスとリアクトル L 3のイン ダクタンスとコンデンサ C 1とにより共振を起こす。 この共振によりスィッチ Q 1 の電圧が下降し、 スィッチ Q 2の電圧が上昇する （期間 T 2 )。そして、 スィッチ Q 1の電圧がゼロ電圧近傍で （期間 Τ 3 ) スィッチ Q 1をオンし、 スィッチ Q 1の電 流が流れる （期間 Τ 4)。
次に、期間 Τ 5 (図 2 0の時刻 t 1〜時刻 t 2に対応）では、 スィツチ Q 1がオン で、 スィッチ Q 2がオフである。 このとき、 直流電源 V d c 1からトランス Tの 1 次巻線 5 aを介してスィツチ Q 1に電流が流れて、 1次巻線 5 aにエネルギー （ 1 次巻線 5 aのき印の側が +で他端側が—） が蓄積される。 このエネルギーにより 2 次卷線 5 b及び 3次巻線 5 cにも電圧 （ 2次卷線 5 b及び 3次巻線 5 cの秦印の側 が十で他端側が一） が発生する。 このため、 スィッチ Q 3のゲートには正電圧が印 加されてオンし、スィツチ Q 4のゲートには負電圧が印加されてオフする。そして、 5 b→C 4→Q 3→5 bと電流が流れて、負荷 R Lに直流電力が供給される。また、 スィッチ Q 1をオンさせた時に、 可飽和リアクトル S L 1にも電流 S L 1 iが流れ て、 可飽和リアクトル S L 1のインダク夕にエネルギーが蓄えられる。
次に、 期間 T 6 (図 2 0の時刻 t 2に対応） では、 スィッチ Q 1は、 オン状態か らオフ状態に変わる。 この期間 T 6では、 可飽和リアクトル S L 1のインダクタン スとリアクトル L 3のインダクタンスと共振用コンデンサ C 1とにより共振を起こ し、 この共振によりスィツチ Q 1の電圧が急激に上昇する。
次に、 期間 T 7 (図 2 0の時刻 t 2に対応） では、 ダイオード D 4は、 スィッチ Q 1がオフした後にオンしてダイオード D 4に電流が流れ、 可飽和リアクトル S L 1のエネルギー及びリァクトル L 3のエネルギーは、 ダイォード D 4を介してスナ バコンデンサ C 3に蓄えられる。 そして、 ダイオード D 4のオン期間にスィッチ Q 2をオンさせることにより、 スィツチ Q 2はゼロ電圧スィツチとなる。
このように、 第 6の実施の形態に係る直流変換装置によれば、 第 4の実施の形態 の効果が得られるとともに、 卜ランス Tの 2次側回路に同期整流器を用いているの で、 トランスの出力波形が矩形波であるため、 同期整流素子のゲートに矩形波を印 加させることによりほぼ全期間導通させ、 並列に接続されたダイォードに電流が流 れず損失なく整流できる。 このため、 5 V, 3 . 3 Vのような低出力電圧時に効果 がある。 第 7の実施の形態
次に第 7の実施の形態に係る直流変換装置を説明する。 第 7の実施の形態に係る 直流変換装置は、 第 4の実施の形態に係る直流変換装置の構成を有すると共に、 第 3の実施形態と同様にスィッチ Q 1にノーマリオンタイプのスィッチを使用するた めに、 交流電源オン時に、 入力平滑コンデンサの突入電流を軽減する目的で挿入さ れている突入電流制限抵抗の電圧降下による電圧を、 ノ一マリオンタイプのスィッ チの逆バイアス電圧に使用し、 電源オン時の問題を解決する構成を追加したことを 特徴とする。
図 2 8は第 7の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。 図 2 8 に示す直流変換装置は、 図 2 2に示す第 4の実施の形態に係る直流変換装置の第 1 変更実施例の構成を有すると共に、 図 1 5に示す第 3の実施形態と同様に交流電源 V a c 1から入力される交流電圧を全波整流回路 (入力整流回路) B 1で整流して、 得られた電圧を別の直流電圧に変換して出力する。 また、 全波整流回路 B 1の一方 の出力端 P 1と他方の出力端 P 2との間には、 入力平滑コンデンサ C 5と突入電流 制限抵抗 R 1とからなる直列回路が接続されている。 なお、 交流電源 V a c 1及び 全波整流回路 B 1は、 図 2 2に示す直流電源 V d c 1に対応する。
全波整流回路 B 1の一方の出力端 P 1には、 トランス Tの 1次巻線 5 aを介して S IT等のノ一マリオンタイプのスィッチ Q Inが接続され、 スィッチ Q Inは、 制御回路 11の PWM制御によりオン/オフする。 なお、 スィッチ Q In以外のス イッチ Q 2は、 ノーマリオフタイプのスィッチである。
また、 突入電流制限抵抗 R 1の両端にはスィッチ S 1が接続されている。 このス イッチ S 1は、 例えばノ一マリオフタイプの MOSFET, BJT (バイポーラ接 合トランジスタ） 等の半導体スィッチであり、 制御回路 11からの短絡信号により オン制御される。
突入電流制限抵抗 R 1の両端には、 コンデンサ C 6と抵抗 R 2とダイォード D 5 とからなる起動電源部 12が接続されている。 この起動電源部 12は、 突入電流制 限抵抗 R1の両端に発生する電圧を取り出し、 コンデンサ C 6の両端電圧をスイツ チ Ql nのゲートへの逆バイアス電圧として使用するために、 制御回路 11の端子 aに出力する。 また、 入力平滑コンデンサ C 5に充電された充電電圧を制御回路 1 1に供給する。
制御回路 11は、 交流電源 Vac 1をオンしたときに、 コンデンサ C6から供給 された電圧により起動し、 制御信号として端子 bからスィッチ Q Inのゲートに逆 バイアス電圧を出力し、 スィッチ Q Inをオフさせる。 この制御信号は、 例えば、 一 15 Vと 0Vとのパルス信号からなり、 一 15 Vの電圧によりスィッチ Q 1 nが オフし、 0Vの電圧によりスィッチ Ql nがオンする。
制御回路 11は、 入力平滑コンデンサ C 5の充電が完了した後、 端子 bから制御 信号として 0Vと一 15 Vとのパルス信号をスィッチ Ql nのゲートに出力し、 ス イッチ Ql nをスイッチング動作させる。 制御回路 11は、 スィッチ Q Inをスィ ツチング動作させた後、 所定時間経過後にスィッチ S 1のゲートに短絡信号を出力 し、 スィッチ S 1をオンさせる。
また、 トランス Tに設けられた補助巻線 5 d (巻数 n4) の一端は、 スィッチ Q 1 nの一端とコンデンサ C 7の一端と制御回路 11とに接続され、 補助巻線 5 dの 他端は、 ダイオード D 7の力ソードに接続され、 ダイオード D 7のアノードはコン デンサ C 7の他端及び制御回路 11の端子 cに接続されている。 補助巻線 5 dとダ ィオード D7とコンデンサ C7とは通常動作電源部 13を構成し、 この通常動作電 源部 13は、 補助巻線 5 dで発生した電圧をダイオード D 7及びコンデンサ C 7を 介して制御回路 11に供給する。
次にこのように構成された第 7の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 28 および図 29を参照しながら説明する。 なお、 図 29において、 Vac lは、 交流電源 Va c 1の交流電圧を示し、 入力 電流は、 交流電源 Vac 1に流れる電流を示し、 R1Vは、 突入電流制限抵抗 R1 に発生する電圧を示し、 C 5 Vは、 入力平滑コンデンサ C 5の電圧を示し、 C 6 V は、 コンデンサ C 6の電圧を示し、 出力電圧は、 コンデンサ C 4の電圧を示し、 制 御信号は、 制御回路 11の端子 bからスィッチ Q 1 nのゲートへ出力される信号を 示す。
まず、 時刻 t oにおいて、 交流電源 Vac 1を印加 （オン） すると、 交流電源 V a c 1の交流電圧は全波整流回路 B 1で全波整流される。 このとき、 ノーマリオン タイプのスィッチ Ql nは、 オン状態であり、 スィッチ S 1は、 オフ状態である。 このため、 全波整流回路 B 1からの電圧は、 入力平滑コンデンサ C 5を介して突入 電流制限抵抗 R 1に全て印加される （図 28中の①)。
この突入電流制限抵抗 R1に発生した電圧は、 ダイオード D 5、 抵抗 R 2を介し てコンデンサ C 6に蓄えられる （図 28中の②)。 ここで、 コンデンサ C 6の端子 f 側が例えば零電位となり、 コンデンサ C 6の端子 g側が例えば負電位となる。 この ため、 コンデンサ C 6の電圧は、 図 29に示すように、 負電圧 （逆バイアス電圧） となる。このコンデンサ C 6の負電圧が端子 aを介して制御回路 11に供給される。 そして、 コンデンサ C 6の電圧が、 スィッチ Ql nのスレツシホールド電圧 TH Lになった時点 （図 29の時刻 t i) で、 制御回路 11は、 端子 bから一 15 Vの 制御信号をスィッチ Q Inのゲートに出力する （図 28中の③)。 このため、スイツ チ Qlnは、 オフ状態となる。
すると、 全波整流回路 B 1からの電圧により、 入力平滑コンデンサ C 5は、 充電 されて（図 28中の④)、入力平滑コンデンサ C 5の電圧が上昇していき、入力平滑 コンデンサ C 5の充電が完了する。
次に、 時刻 t 2において、 制御回路 11は、 スイッチング動作を開始させる。 始 めに、 端子 bから 0Vの制御信号をスィッチ Ql nのゲートに出力する （図 28中 の⑤)。 このため、 スィッチ Qlnは、 オン状態となるため、 全波整流回路 B 1の一 方の出力端 P 1からトランス Tの 1次巻線 5 aを介してスィッチ Ql nに電流が流 れて（図 28中の⑥)、 トランス Tの 1次巻線 5 aにエネルギーが蓄えられる。 この とき、 2次巻線 5 bにも電圧が発生し、 5 b→D 1→C 4→ 5 bで電流が流れるた め、 負荷 RLに電力が供給される。
また、 トランス Tの 1次巻線 5 aと電磁結合している補助巻線 5 dにも電圧が発 生し、 発生した電圧は、 ダイオード D 7及びコンデンサ C 7を介して制御回路 11 に供給される（図 2 8中の⑦)。 このため、制御回路 1 1が動作を継続することがで きるので、 スィッチ Q 1 nのスイッチング動作を継続して行うことができる。
次に、 時刻 t 3において、 端子 bから— 1 5 Vの制御信号をスィッチ Q l nのゲ ートに出力する。 このため、 時刻 t 3にスィッチ Q I nがオフして、 1次 2次巻線 間のリーケージインダクタに蓄えられたエネルギーにより、 5 c→D 4 2→C 4→ 5 b→5 cで電流が流れ、 負荷 R Lに出力電圧が発生する。 また、 時刻 t 3に可飽 和リアクトル S L 1のインダクタンスと共振用コンデンサ C 1による共振を起こし、 スィッチ Q l nの電圧は上昇していき、 スィッチ Q 2の電圧は下降していく。
また、 時刻 t 3に制御回路 1 1から短絡信号をスィッチ S 1に出力すると、 スィ ツチ S 1がオンして （図 2 8中の⑧)、 突入電流制限抵抗 R 1の両端が短絡される。 このため、 突入電流制限抵抗 R 1の損失を減ずることができる。
なお、 時刻 t 3は、 交流電源 V a c 1をオンしたとき （時刻 t 0 ) からの経過時 間として設定され、 例えば入力平滑コンデンサ C 5と突入電流制限抵抗 R 1との時 定数 （て == C 5 · R 1 ) の約 5倍以上の時間に設定される。 以後、 スィッチ Q l n はオンノオフによるスィツチング動作を繰り返す。 スィツチ Q 1 nがスィツチング 動作を開始した後には、 スィツチ Q 1 n及びスィツチ Q 2は、 図 2 2に示す第 4の 実施の形態に係る直流変換装置のスィッチ Q 1及び Q 2の動作、 即ち、 図 2 0、 図 2 1に示すタイミングチヤ一トに従つた動作と同様に動作する。
このように第 7の実施の形態に係る直流変換装置によれば、 第 4の実施の形態の 効果が得られるとともに、 第 3の実施の形態と同様に、 制御回路 1 1は、 交流電源 V a c 1がオンされたときに突入電流制限抵抗 R 1に発生した電圧によりスィツチ Q l nをオフさせ、 入力平滑コンデンサ C 5が充電された後、 スィツチ Q 1 nをォ ン Zオフさせるスィツチング動作を開始させるので、 電源オン時における問題が解 消される。 従って、 ノーマリオンタイプの半導体スィッチが使用可能となり、 損失 の少ない、 即ち、 高効率な直流変換装置を提供することができる。
第 7の実施の形態の装置では、 第 4の実施の形態の装置にノ一マリオン回路を追 加した例を説明したが、 ノーマリオン回路は、 例えば、 第 5の実施の形態の装置、 第 6の実施の形態の装置に追加しても良い。
以上説明したように、 本実施形態によれば、 ゼロ電圧スイッチングを達成でき、 共振作用により電圧の立ち上り、 立下がりも緩やかとなり、 低ノイズ、 高効率な直 流変換装置を提供することができる。
また、 トランスのコアの磁束利用率が向上し、 トランスの 2次側回路の平滑コン デンサのリップル電流も軽減できるため、 装置を小型化することができる。 また、 多出力電源とした場合のクロスレギュレーションがよい。 また、 トランスの 2次側 出力電圧が矩形波となるため、 同期整流が有利であり、 低出力電圧に対して高効率 化することができる。 第 8の実施の形態
図 3 0は第 8の実施の形態に係る直流変換装置の回路構成図である。 図 3 0に示 す第 8の実施形態に係る直流変換装置では、 図 5に示す第 1の実施形態の直流変換 装置に対して、 ダイオード D 1とコンデンサ C 4との間にはリアクトル （第 4リア クトル） L 1が接続され、 ダイオード D 1とリアクトル L 1の一端との接続点と 2 次巻線 5 bの他端にはダイオード D 8 2が接続されていることが異なる。 トランス Tの一次側は第 1の実施形態と同様なので説明は省略する。
トランス Tのコアには、 1次巻線 5 aとこの巻線に対して同相の 2次巻線 5 b (巻 数 n 2 ) とが巻回されており、 2次巻線 5 bの一端はダイオード D 1 (本発明の第 1整流素子に対応） に接続され、 ダイオード D 1とリアクトル L 1の一端との接続 点と 2次巻線 5 bの他端とはダイオード D 8 2 (本発明の第 2整流素子に対応） に 接続されており、ダイオード D 1とダイオード D 8 2とで整流回路を構成している。 リァクトルし 1の他端と 2次巻線 5 bの他端とはコンデンサ C 4 (本発明の平滑回 路に対応） に接続されている。 このコンデンサ C 4はリアクトル L 1の電圧を平滑 して直流出力を負荷 R Lに出力する。
次にこのように構成された第 8の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 3 1 及び図 3 2を参照しながら説明する。 図 3 1は第 8の実施の形態に係る直流変換装 置の各部における信号のタイミングチャートである。 図 3 2はスィッチ Q 1のター ンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。 また、 直流 変換装置に設けられたトランスの B—H特性および可飽和リアクトルの電流のタイ ミングチャートはそれぞれ第 1の実施形態の図 9および図 1 0と同様である。 なお、 図 3 1及び図 3 2では、 スィッチ Q 1の両端間の電圧 Q l v、 スィッチ Q 1に流れる電流 Q l i、 スィッチ Q 2の両端間の電圧 Q 2 v、 スィッチ Q 2に流れ る電流 Q 2 i、 電力供給源 I d c 1に流れる電流 I d c 1 i、 可飽和リァクトル S L 1に流れる電流 S L 1 iを示している。
まず、 時刻 t 1 (時刻 t 1 1〜 t 1 2に対応） において、 スィツチ Q 1をオンき せると、 V d c 1→5 a→Q l→V d c 1で電流が流れる。 また、 この時刻に、 ト ランス Tの 2次巻線 5 bにも電圧が発生し、 5b→D 1→L 1→C4→5 bで電流 が流れる。 また、 スィッチ Q1をオンさせた時に、 可飽和リアクトル SL 1にも電 流 SL l iが流れて、 可飽和リアクトル SL 1のインダク夕にエネルギーが蓄えら れる。
この電流 S L 1 iは、 図 10に示すように、時刻 t 1で電流値 a (負値)、時刻 t l bで電流値 b (負値)、 時刻 t 13で電流値 c (ゼロ)、 時刻 t 2で電流値 d (正 値） へと変化していく。 図 9に示す B—H力一ブ上では、 磁束は、 Ba→Bb→B c→Bdへと変化していく。 なお、 図 9に示す B a〜： Bgと図 10に示す a〜gと は対応している。
次に、 時刻 t 2において、 スィッチ Q1をオフさせると、 可飽和リアクトル SL 1に蓄えられたエネルギーによりコンデンサ C 1が充電される。 このとき、 可飽和 リアクトル SL 1のィンダクタンスとコンデンサ C 1とにより電圧共振が形成され て、 スィッチ Q1の電圧 Qlvが急激に上昇する。 また、 L1→C4→D82→L 1で電流が流れて、 コンデンサ C を介して負荷 R Lに電流を供給する。
そして、 コンデンサ C1の電位がコンデンサ C 3の電位と同電位となったとき、 可飽和リアクトル SL1のエネルギーの放出により、 ダイオード D4が導通し、 ダ ィオード電流が流れて、 コンデンサ C 3が充電されていく。 また、 このとき、 スィ ツチ Q 2をオンさせることにより、 スィッチ Q 2は、 ゼロ電圧スィッチとなる。 な お、 電流 SL l iは、 時刻 t 2から時刻 t 20において、 電流値 d (正値） 力 ^電 流値 e (ゼロ） に変化する。 図 9に示す B—Hカーブ上では、 磁束は、 Bd→Be へと変化する。
また、 可飽和リァクトル S L 1のエネルギーの放出と同時に、 電力供給源 I d c 1からのエネルギーがコンデンサ C 3に供給され、 コンデンサ C 3が充電されてい く。 即ち、 コンデンサ C3には、 電力供給源 I dc 1からのエネルギーと可飽和リ ァクトル SL 1からのエネルギーとが加え合わせられる。 そして、 可飽和リアクト ル S L 1のエネルギーの放出と電力供給源 I d c 1からのエネルギーの放出とが終 了すると、 コンデンサ C 3の充電は停止する。
次に、 時刻 t 20〜時刻 t 3において、 コンデンサ C 3に蓄えられたエネルギー は、 C3→Q2→SL 1—C3に流れて、 可飽和リアクトル S L 1の磁束をリセッ トする。 可飽和リアクトル SL 1に並列に接続されたトランス Tも同様に磁束が変 化する。
この場合、 時刻 t 20〜時刻 t 3においては、 コンデンサ C 3に蓄えられたエネ ルギ一が可飽和リァクトル S L 1に帰還されるので、 可飽和リ.ァクトル S L 1に流 れる電流 S L 1 iは、 図 1 0に示すように負値となる。 即ち、 電流 S L 1 iは、 時 刻 t 2 0〜時刻 t 2 aにおいては、 電流値 e (ゼロ） から電流値 f (負値） に変化 する。 図 9に示す B—Hカーブ上では、 磁束は、 B e→B fへと変化していく。 な お、 時刻 t 2から時刻 t 2 0における面積 Sと時刻 t 2 0〜時刻 t 2 aにおける面 積 Sとは等しい。 この面積 Sはコンデンサ C 3に蓄えられた可飽和リアクトル S L 1のエネルギーに相当する。
次に、 電流 S L 1 iは、 時刻 t 2 a〜時刻 t 3においては、 電流値 f (負値） か ら電流値 g (負値） に変化する。 図 9に示す B—Hカーブ上では、 磁束は、 B f→ B gへと変化していく。 時刻 t 2 a〜時刻 t 3における面積は、 コンデンサ C 3に 蓄えられた電力供給源 I d c 1のエネルギーに相当する。
即ち、 コンデンサ C 3に蓄えられたエネルギ一は、 可飽和リアクトル S L 1のェ ネルギ一と電力供給源 I d c 1のエネルギーとを合わせたものであるため、 電流 S L 1 iは、 リセット時に電力供給源 I d c 1から供給されるエネルギー分だけ多く なるので、 磁束は第 3象限に移動して、 飽和領域 (B f - B g) に達し、 電流 S L 1 iが増大し、 時刻 t 3 (時刻 t 1も同様） で最大となる。 電流 S L 1 iは、 スィ ツチ Q 2のオン期間の終了間際で増大しており、 可飽和リァクトル S L 1の飽和時 の電流である。
また、この時刻 t 3には、スィツチ Q 2の電流 Q 2 iも最大となる。この時刻に、 スィッチ Q 2をオフさせることにより、 コンデンサ C 1の放電は急峻になり、 短時 間でゼロとなる。 このとき、 スィッチ Q 1をオンさせることにより、 スィッチ Q 1 はゼロ電圧スィツチを達成できる。
図 3 3は第 8の実施の形態に係る直流変換装置の詳細な回路構成図である。 図 3 3に示す第 1実施例では、 電力供給源 I d c 1をリアクトル L 2とダイォ一ド D 6 との直列回路で構成したものである。
本実施形態によれば、 スィツチ Q 1がオンしたときリァクトル 2にエネルギー を蓄え、 スィッチ Q 1がオフしたときにリアクトル L 2に蓄えられたエネルギーを コンデンサ C 3に供給して、 コンデンサ C 3を充電する。 なお、 図 3 3に示す電力 供給源 I d c 1は、 軽負荷時に適している。
第 1変更実施例
図 3 4は第 8の実施の形態に係る直流変換装置の第 1変更実施例を示す回路構成 図である。 図 3 4に示す第 1変更実施例では、 電力供給源 I d c 1がトランス丁の 1次卷線 5 aに直列に接続されたリアクトル L 3で構成したものである。
本実施例によれば、 スィッチ Q 1がオンした時には、 電流がリアクトル L 3を通 して流れ、リアクトル L 3にエネルギーを蓄える。スィツチ Q 1がオフした時には、 このエネルギーは、 L 3→5 a (S L 1 ) →D 4→C 3→L 3で放出され、 ェネル ギ一の一部は、トランス Tの 2次巻線 5 bを介して負荷 R Lに供給されるとともに、 コンデンサ C 3を充電する。 なお、 図 3 4に示す電力供給源 I d c 1は、 重負荷時 に適している。
第 2変更実施例
図 3 5は第 8の実施の形態に係る直流変換装置の第 2変更実施例を示す回路構成 図である。 図 3 5に示す第 2変更実施例では、 図 3 3に示す電力供給源 I d c 1で あるリァクトル L 2とダイォード D 6と、 図 3 4に示す電力供給源 I d c 1である リァクトル L 3とを組み合わせたものであるため、 軽負荷時や重負荷時に対応可能 である。
なお、 リアクトル L 3は、 トランス Tのリ一ケージィンダクタで代用することが できる。 また、 可飽和リアクトル S L 1も、 飽和特性の良好なコアをトランスに用 いることによるトランス Tの励磁ィンダク夕ンスで代用することもできる。 また、 本回路は、 スイッチング周波数を固定周波数とし、 PWM制御することにより、 出 力電圧を制御することができ、 放送妨害等に簡単に対応できる。 第 9の実施の形態
第 9の実施の形態に係る直流変換装置は、 トランスの 2次側回路に同期整流器を 採用したもので、 トランスの出力波形が矩形波であるため、 同期整流時の導通割合 を増大することにより、 低出力電圧時の整流器の損失を低減して高効率化すること を特徴とする。 図 3 6は第 9の実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図で ある。
図 3 6に示す直流変換装置は、 図 3 4に示す第 8の実施の形態に係る直流変換装 置の第 1変更実施例に対して、 トランス Tの 2次側回路の構成が異なるのみでその 他の構成は同一構成であるので、 同一部分には同一符号を付し、 トランス Tの 2次 側回路の構成のみを説明する。
トランス Tの 2次巻線 5 bの両端には F E Tからなるスィッチ Q 3と F E Tから なるスィッチ Q 4とが直列に接続されている。トランス Tの 2次卷線 5 bの一端 (秦 側） は、 スィッチ Q 3のゲートに接続され、 トランス Tの 2次卷線 5 bの他端は、 スィツチ Q 4のゲートに接続されている。 スィツチ Q 3にはダイォード D 1が並列 に接続され、 スィツチ Q 4にはダイォード D 8 2が並列に接続されている。 これら の素子により同期整流回路を構成している。
また、 スィッチ Q 4の両端にはリアクトル 1とコンデンサ C 4とが直列に接続 され、 平滑回路を構成している。 この整流平滑回路は、 トランス Tの 2次卷線 5 b に誘起された電圧 （オンノオフ制御されたパルス電圧） を整流平滑して直流出力を 負荷 R Lに出力する。
制御回路 1 0は、 スィッチ Q 1とスィッチ Q 2とを交互にオン/オフ制御し、 負 荷 RLの出力電圧が基準電圧以上となったときに、 スィツチ Q 1に印加されるパル スのオン幅を狭くし、 スィッチ Q 2に印加されるパルスのオン幅を広くするように 制御する。 すなわち、 負荷 R Lの出力電圧が基準電圧以上となったときに、 スイツ チ Q 1のパルスのオン幅を狭くすることで、 出力電圧を一定電圧に制御するように なっている。
次に、 このように構成された第 9の実施の形態に係る直流変換装置の動作を図 3 7に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。 なお、 図 3 7において、 Q l vはスィッチ Q 1の両端 （ドレイン一ソース） 間電圧、 Q l iはスィッチ Q 1に 流れる電流（ドレイン電流)、 Q 2 Vはスィツチ Q 2の両端間電圧、 Q 2 iはスィッ チ Q 2に流れる電流、 Q 3 iはスィツチ Q 3に流れる電流、 Q 4 iはスィツチ Q 4 に流れる電流、 S L 1 iは可飽和リァクトル S L 1に流れる電流、 VTはトランス Tの 2次巻線 5 bの両端電圧を示している。
まず、 期間 T 1 (図 3 1の時刻 t 0〜時刻 t 1、 図 3 1の時刻 t 2〜時刻 t 3に 対応） では、 スィッチ Q 1がオフで、 スィッチ Q 2がオンである。 このため、 スィ ツチ Q 2に電流が流れ、 スィッチ Q 1には電流は流れない。 このとき、 トランス T の 1次巻線 5 aには腿電力 （ 1次巻線 5 aの ·印の側が—で他端側が +) が発生 し、 この逆起電力により 2次巻線 5 bにも電圧 ( 2次巻線 5 bのき印の側が—で他 端側が +) が発生する。 このため、 スィッチ Q 4のゲートには正電圧が印加されて オンし、 スィッチ Q 3のゲートには負電圧が印加されてオフする。 そして、 L l→ C 4→Q 4→L 1と電流が流れて、 負荷 R Lにリアクトル 1のエネルギーが供給 される。
次に、 期間 T 2から期間 T 4 (図 3 1の時刻 t 1に対応） では、 スィッチ Q 2が オン状態からオフ状態に変わり、 スィッチ Q 1がオフ状態からオン状態に変わる。 このため、 リアクトル L 3のインダク夕ンスと可飽和リアクトル S L 1の飽和イン ダクタンスとコンデンサ CIとにより共振を起こす。 この共振によりスィッチ Q1 の電圧が下降し、 スィッチ Q 2の電圧が上昇する （期間 T2)。そして、 スィッチ Q 1の電圧がゼロポルト近傍で （期間 Τ3) スィッチ Q1をオンし、 スィッチ Q1の 電流が流れる （期間 Τ4)。
次に、 期間 Τ 5 (図 31の時刻 t 1〜時刻 t 2に対応） では、 スィツチ Q 1がォ ンで、 スィッチ Q2がオフである。 このとき、 直流電源 Vd c 1からトランス丁の 1次巻線 5 aを介してスィツチ Q 1に電流が流れて、 1次巻線 5 aにエネルギ一（ 1 次巻線 5 aの像印の側が +で他端側が一） が蓄積される。 このエネルギーにより 2 次卷線 5 bにも電圧 ( 2次巻線 5 bのき印の側が十で他端側が一） が発生する。 こ のため、 スィッチ Q 3のゲートには正電圧が印加されてオンし、 スィッチ Q 4のゲ 一トには負電圧が印加されてオフする。 そして、 5b→L l→C4→Q3→5bと 電流が流れて、 負荷 RLに直流電力が供給される。 また、 スィッチ Q1をオンさせ た時に、 可飽和リァクトル S L 1にも電流 S L 1 iが流れて、 可飽和リアクトル S L 1のィンダクタにエネルギーが蓄えられる。
次に、 期間 T6 (図 31の時刻 t 2に対応） では、 スィッチ Q1は、 オン状態か らオフ状態に変わる。 この期間 T6では、 リアクトル L 3のインダク夕ンスと可飽 和リアクトル SL 1のインダク夕ンスと共振用コンデンサ C1とにより共振を起こ し、 この共振によりスィツチ Q 1の電圧が急激に上昇する。
次に、 期間 T7 (図 31の時刻 t 2に対応） では、 ダイオード D 4は、 スィッチ Q1がオフした後にオンしてダイォード D 4に電流が流れ、 可飽和リァクトル S L 1のエネルギー及びリアクトル 3のエネルギーは、 ダイォ一ド D 4を介してスナ バコンデンサ C 3に蓄えられる。 そして、 ダイオード D 4のオン期間にスィッチ Q 2をオンさせることにより、 スィッチ Q 2はゼロ電圧スィッチとなる。
このように、 第 9の実施の形態に係る直流変換装置によれば、 第 8の実施の形態 の効果が得られるとともに、 トランス Tの 2次側回路に同期整流器を用いているの で、 トランスの出力波形が矩形波であるため、 同期整流素子のゲートに矩形波を印 加させることによりほぼ全期間導通させ、 並列に接続されたダイォ一ドに電流が流 れず損失なく整流できる。 このため、 5V, 3. 3 Vのような低出力電圧時に効果 がある。

Claims

請求の範囲
1 . 直流電源に並列に接続され、 トランスの 1次巻線と第 1スィッチとが直列に 接続された第 1直列回路と、
前記トランスの 1次巻線に並列に接続された可飽和リアクトルと、
前記第 1直列回路に接続され、 前記可飽和リアクトルに蓄積されたエネルギーを 還流させる第 1還流回路であって、 第 2スィッチとスナバコンデンサとが直列に接 続された第 1還流回路と、
前記トランスの 2次巻線に並列に接続され、 整流素子と平滑素子とが直列に接続 された整流平滑回路と、
前記第 1スィッチと前記第 2スィッチとを交互にオン/オフさせる制御回路と を有することを特徴とする直流変換装置。
2. 前記第 1スィツチがオン時に電力を蓄え、 前記第 1スィツチがオフ時に前記 電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第 1還流回路は前記第 1スィツチまたは前記 1次巻線のいずれかに並列に接 続され、
前記制御回路は前記第 2スィツチの電流が増大した時に前記第 2スィツチをオフ させること
を特徴とする請求項 1記載の直流変換装置。
3 . 前記可飽和リアクトルは、 前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特徴 とする請求項 2記載の直流変換装置。
4. 前記電力供給源は、 前記直流電源の一端と前記第 1スィッチ及び前記第 2スィ ツチの接続点とに接続され、 第 1リアクトルとダイオードとが直列に接続された第 2直列回路からなることを特徴とする請求項 2記載の直流変換装置。
5 . 前記電力供給源は、 前記直流電源と前記トランスの 1次卷線との間に直列に接 続された第 2リアクトルからなることを特徴とする請求項 2記載の直流変換装置。
6 . 前記第 2リアクトルは、 前記トランスのリーケージインダクタからなることを 特徴とする請求項 5記載の直流変換装置。
7. 前記トランスの 2次巻線は、 前記トランスのコアに巻回され且つ互いに分離し た複数の 2次側卷線からなり、 各々の前記 2次側巻線に対応して前記整流素子及び 前記平滑素子を有する前記整流平滑回路を設けたことを特徴とする請求項 4または 請求項 5記載の直流変換装置。
8 . 前記トランスの 1次巻線と各々の前記 2次側巻線とは疎結合し、 各々の前記 2 次側卷線間は密結合としたことを特徴とする請求項 7記載の直流変換装置。
9 . 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴と する請求項 2記載の直流変換装置。
1 0. 前記直流電源は、 交流電源と、 この交流電源に接続されて交流電圧を整流す る入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、 入力平滑コ ンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンサの突入電流を 軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第 1スィツチは、 前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの 1次巻 線を介して接続されたノーマリオンタイプのスィッチからなり、
前記制御回路は、 前記交流電源がォンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生 した電圧により前記第 1スィツチをオフさせ、 前記入力平滑コンデンザが充電され た後、 前記第 1スィツチをオン zオフさせるスィツチング動作を開始させること を特徴とする請求項 2記載の直流変換装置。
1 1 . 前記トランスは補助巻線をさらに備え、 該トランスの補助巻線に発生する電 圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項 1 0 記載の直流変換装置。
1 2. 前記突入電流制限抵坊に並列に接続された半導体スィツチをさらに有し、 前記制御回路は、 前記第 1スィッチのスイッチング動作を開始させた後、 前記半 導体スィツチをオンさせることを特徴とする請求項 1 0記載の直流変換装置
1 3. 前記第 1直列回路は前記第 1スィツチが第 3リアクトルを介して前記 1次 巻線に接続され、
前記トランスに接続され、 前記第 3リアクトルに蓄積されたエネルギーを前記ト ランスの 2次側に還流させる第 2還流回路を有すること
を特徴とする請求項 1記載の直流変換装置。
1 4. 前記第 2還流回路は、 前記トランスに直列に接続され、 前記第 1スィッチが オン時に前記第 3リアク卜 こ蓄積されたエネルギーを前記第 1スィツチがオフ時 に 2次側に還流させる補助トランスを有すること
を特徴とする請求項 1 3記載の直流変換装置。
1 5. 前記第 1スィッチがオン時に電力を蓄え、 前記第 1スィッチがオフ時に前記 電力を前記スナパコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第 1還流回路は前記第 1スィツチまたは前記 1次巻線のいずれかに並列に接 続され、
前記制御回路は前記第 2スィツチの電流が増大した時に前記第 2スィツチをオフ させること
を特徴とする請求項 1 4記載の直流変換装置。
1 6. 前記第 3リアクトルは、 前記トランスのコアに疎結合させて巻回された前記 トランスの 1次巻線及び 2次卷線間のリーケ一ジィンダク夕からなり、 前記トラン スのコアには前記トランスの 1次巻線と前記補助トランスの 2次巻線とが密結合さ せて巻回されてなることを特徴とする請求項 1 4記載の直流変換装置。
1 7 . 前記可飽和リアクトルは、 前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特 徴とする請求項 1 3記載の直流変換装置。
1 8. 前記電力供給源は、 前記直流電源の一端と前記第 1スィッチ及び前記第 2ス イッチの接続点とに接続され、 第 1リアクトルとダイオードとが直列に接続された 第 2直列回路からなることを特徴とする請求項 1 5記載の直流変換装置。
1 9. 前記電力供給源は、 前記トランスの 1次巻線に直列に接続された第 2リアク トルからなることを特徴とする請求項 1 5記載の直流変換装置。
2 0 . 前記第 2リアクトルは、 前記トランスのリーケージインダク夕からなること を特徴とする請求項 1 9記載の直流変換装置。
2 1 . 前記トランスのコアに前記トランスの 1次巻線と疎結合させて巻回された 1 以上の 3次巻線を設け、 各々の前記 3次卷線に対応して前記整流素子及び前記平滑 素子を有する前記整流平滑回路を設けたことを特徴とする請求項 1 3記載の直流変 換装置。
2 2. 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴 とする請求項 1 3記載の直流変換装置。
2 3. 前記整流平滑回路は、 前記トランスの 2次巻線の一端と前記補助トランスの 2次巻線の一端との接続点と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御端子が前記 補助トランスの 2次巻線の他端に接続された第 3スィッチと、
前記補助トランスの 2次巻線の他端と前記平滑素子の一端とに接続され且つ制御 端子が前記補助トランスの 2次.巻線の一端に接続された第 4スィッチと
をさらに有することを特徴とする請求項 1 4記載の直流変換装置。
2 4. 前記直流電源は、 交流電源と、 この交流電源に接続されて交流電圧を整流す る入力整流回路とからなり、
前記入力整流回路の一方の出力端と他方の出力端との間に接続され、 入力平滑コ ンデンサと前記交流電源がオンされたときに前記入力平滑コンデンザの突入電流を 軽減する突入電流制限抵抗とが直列に接続された直列回路を有し、
前記第 1スィツチは、 前記入力整流回路の一方の出力端に前記トランスの 1次巻 線を介して接続されたノーマリオンタイプのスィツチからなり、
前記制御回路は、 前記交流電源がォンされたときに前記突入電流制限抵抗に発生 した電圧により前記第 1スィッチをオフさせ、 前記入力平滑コンデンサが充電され た後、 前記第 1スィツチをオン Zオフさせるスィツチング動作を開始させること を特徴とする請求項 1 3記載の直流変換装置。
2 5. 前記トランスは補助巻線をさらに備え、 該トランスの補助巻線に発生する電 圧を前記制御回路に供給する通常動作電源部を有することを特徴とする請求項 2 4 記載の直流変換装置。
2 6. 前記突入電流制限抵抗に並列に接続された半導体スィッチをさらに有し、 前記制御回路は、 前記第 1スィッチのスイッチング動作を開始させた後、 前記半 導体スィツチを才ンさせること
を特徴とする請求項 2 4記載の直流変換装置
2 7 . 前記第 1スィツチがオン時に電力を蓄え、 前記第 1スィツチがオフ時に前 記電力を前記スナバコンデンサに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第 1還流回路は前記第 1スィツチまたは前記 1次巻線のいずれかに並列に接 続され、 '
前記整流平滑回路は、 前記整流素子を介して前記トランスの 2次巻線に並列に接 続される第 2整流素子と、 前記整流素子と前記平滑素子との間に接続された第 4リ ァクトルをさらに有し、
前記制御回路は前記第 2スィツチの電流が増大した時に前記第 2スィツチをオフ させること
を特徴とする請求項 1記載の直流変換装置。
2 8. 前記第 1スィツチがオン時に電力を蓄え、 前記第 1スィツチがオフ時に前 記電力を前記スナバコンデンザに供給する電力供給源をさらに有し、
前記第 1還流回路は前記第 1スィツチまたは前記 1次巻線のいずれかに並列に接 続され、
前記整流平滑回路は、
前記平滑素子と前記トランスの 2次卷線との間に接続される第 4リアクトル と、
前記整流素子に並列に接続されかつ制御端子が前記 2次卷線の他端に接続され た第 3スィツチ及び該第 3スィツチと前記 2次巻線との直列回路に並列に接続され 且つ制御端子が前記 2次巻線の一端に接続された第 4スィッチと、
前記第 3スィツチを介して前記トランスの 2次巻線に並列に接続される第 2整 流素子とを有し、
前記制御回路は前記第 2スィツチの電流が増大した時に前記第 2スィツチをオフ させること、
を特徴とする請求項 1記載の直流変換装置。
2 9. 前記可飽和リアクトルは、 前記トランスのコアの飽和特性を用いることを特 徴とする請求項 2 7または請求項 2 8記載の直流変換装置。
3 0. 前記電力供給源は、 前記直流電源の一端と前記第 1スィッチ及び前記第 2ス イッチの接続点とに接続され、 第 1リアクトルとダイオードとが直列に接続された 第 2直列回路からなることを特徴とする請求項 2 7または請求項 2 8記載の直流変 換装置。
3 1 . 前記電力供給源は、 前記トランスの 1次巻線に直列に接続された第 2リアク トルからなることを特徴とする請求項 2 7または請求項 2 8記載の直流変換装置。
3 2. 前記第 2リアクトルは、 前記トランスのリ一ケージインダクタからなること を特徴とする請求項 3 3記載の直流変換装置。
3 3. 前記トランスのコアの磁路の一部に断面積の少ない部分を設けたことを特徴 とする請求項 2 7または請求項 2 8記載の直流変換装置。
3 4. 前記制御回路は、 前記第 1スィッチをターンオンするときに、 前記第 1スィ ツチの電圧が該第 1スィツチと並列に接続された共振用コンデンサと前記可飽和リ ァクトルの飽和インダクタンスとの共振によりゼロ電圧となった時から所定期間中 に前記第 1スィツチをオンさせることを特徴とする請求項 1記載の直流変換装置。
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