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WO2002084934A1 - Predistorsion de signaux multiporteuse dans un systeme de transmission bidirectionnelle - Google Patents

Predistorsion de signaux multiporteuse dans un systeme de transmission bidirectionnelle Download PDF

Info

Publication number
WO2002084934A1
WO2002084934A1 PCT/FR2002/001277 FR0201277W WO02084934A1 WO 2002084934 A1 WO2002084934 A1 WO 2002084934A1 FR 0201277 W FR0201277 W FR 0201277W WO 02084934 A1 WO02084934 A1 WO 02084934A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
uplink
base station
downlink
carriers
Prior art date
Application number
PCT/FR2002/001277
Other languages
English (en)
Inventor
Jean-François Helard
Stéphane NOBILET
Original Assignee
France Telecom
Telediffusion De France
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom, Telediffusion De France filed Critical France Telecom
Publication of WO2002084934A1 publication Critical patent/WO2002084934A1/fr

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03777—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the signalling
    • H04L2025/03783—Details of reference signals
    • H04L2025/03796—Location of reference signals

Definitions

  • the field of the invention is that of the transmission and reception of digital signals with multiple carriers, in bidirectional systems. More specifically, the invention relates to the overall optimization of the spectral efficiency and the power efficiency of the system.
  • the invention finds applications in particular in the case of point-to-multipoint systems, involving a base station and several terminals. It can also be advantageously implemented in point-to-point and multipoint-to-multipoint links, and in a cellular context or not.
  • the development and refinement of techniques allowing in particular the transfer of multimedia data at high speed in a bidirectional way for a large number of users simultaneously is essential for the future generations of hertzian communications.
  • the aim is to develop new wireless transmission techniques that allow ever better satisfaction of the spectral efficiency constraints linked to the spectrum shortage and the growing number of users.
  • MC-CDMA Multi-Carrier Code Division Multiple Access
  • the invention applies in particular to these techniques, and more generally to any bidirectional system using multi-carrier type signals.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • uplink and downlink we discuss in particular, subsequently, the case corresponding to the use of MC-CDMA type signals in the uplink and / or in the downlink. This is an example of application, which can easily be adapted to other techniques based on a plurality of carrier frequencies.
  • the transmission resource corresponding to the uplink (terminals to base station) must be shared: each of the terminals has only a reduced portion of this resource.
  • the signals produced by each of the terminals are transmitted in a transmission channel presenting specific disturbances, which the base station must be able to estimate. There must therefore be as many channel estimates as there are active terminals.
  • the estimation of the channel response is based, in the case of a multicarrier signal, on the analysis of reference carriers, or pilots, of value and position in time / frequency known to the receiver.
  • Annex 2 presents these channel estimation techniques, known per se, in more detail.
  • the invention particularly aims to overcome these drawbacks of the state of the art.
  • an objective of the invention is to provide a bidirectional multicarrier transmission technique offering better spectral efficiency and better power efficiency.
  • the invention aims to remove the pilots, or at least reduce the number, on the uplink.
  • an objective of the invention is to increase the available transmission resource allocated to each terminal.
  • Another object of the invention is to provide such a technique, not requiring neither an increase in the transmission power, nor the use of a reinforced error correcting code (therefore consumer of resources).
  • an object of the invention is to provide such a technique, allowing the production of terminals at acceptable cost and consumption, depending on the applications.
  • a bidirectional transmission method of at least one multi-carrier signal between a base station and at least one terminal via a communication channel transmission having at least one downlink from said base station to said at least one terminal, carrying a multi-carrier downlink signal, and at least one uplink channel from said at least one terminal to said base station, carrying a multi-carrier uplink signal, viewed from said base station, said uplink signal being formed of a combination of signals transmitted by at least one of said terminals and each comprising at least one carrier frequency.
  • the method comprises: a step of estimating the transfer function of said transmission channel, by analysis of at least one reference carrier, of known value and position on transmission, present in said signal descendant multicarrier, determining at least one item of information representative of said estimate; a step of predistorting a signal to be transmitted by said at least one terminal on said uplink, as a function of said information representative of said estimate, so as to exploit the reciprocity of said transmission channel; and a step of transmitting said signal to be transmitted, without inserting reference carriers intended for the estimation of said transmission channel.
  • base station transmitters, re-transmitters, relays, etc. implementing the invention in the same way.
  • the invention advantageously applies to cases where at least two terminals are used, said multicarrier uplink signal then being seen by said base station as a single signal and formed by the combination of the signals transmitted by at least some of said terminals.
  • said predistortion step implements a multiplication of said signal transmitted on said uplink by the inverse of an estimate of said transfer function, estimated from a signal transmitted by said base station on said channel. down.
  • the method implements time multiplexing of a signal transmitted by said base station on said downlink and of said uplink signal.
  • the method implements frequency multiplexing of a signal transmitted by said base station on said downlink and of said uplink signal.
  • the carriers of said signal transmitted by said base station on said downlink and the carriers of said uplink signal are advantageously interleaved.
  • each signal thus benefits from frequency independence linked to the total frequency band occupied by all of the signals.
  • said multiplexing implements a multiplexing of at least two sub-bands, each consisting of at least two adjacent carriers, at least one of said sub-bands being allocated to said uplink, and at least another of said sub-bands. bands being allocated to said downlink.
  • at least one carrier located at the border between a block of carriers of said uplink signal and a block of carriers of said signal transmitted on said downlink is not modulated. This makes it possible to better isolate the sub-bands (which can have very different powers).
  • said signal transmitted on said downlink in the form of a multi-carrier signal comprises a plurality of carriers modulated by reference elements whose value and position on transmission are known to said terminals, called reference carriers, and a plurality of carriers modulated by information data elements, the value of which on transmission is not known a priori from said terminals, called informative carriers.
  • said uplink signal with multiple carriers comprises only carriers modulated by information data elements, the value of which at transmission is not known a priori from said base station, called informative carriers.
  • informative carriers there are no (or much less), reference carriers in the uplink signals.
  • said uplink signal is formed by frequency multiplexing of carrier combs associated with multiple carrier signals transmitted by at least some of said terminals.
  • the frequency spacing is maximized between two carriers of a multicarrier signal transmitted by each terminal, over the entire frequency band allocated to said uplink, so as to optimize a frequency independence criterion.
  • the method of the invention implements multiplexing by spreading codes, on said uplink and / or on said downlink.
  • it implements a modulation of all the carriers allocated to said uplink signal by at least one signal transmitted by at least one of said terminals, each of said terminals implementing a different spreading code.
  • the carriers allocated to said uplink are advantageously organized into at least two sets of carriers, each of said terminals being allocated at least one set of carriers.
  • each of said terminals implements a spreading code on the carrier set or sets which are assigned to it.
  • said signals transmitted on said uplink advantageously belong to the group comprising: signals of the OFDM type (in English "Orthogonal Frequency Division Multiplex”); - MC-CDMA type signals (in English "Multi-Carrier Code
  • the method comprises a step of controlling the instant of transmission of at least certain signals transmitted by said terminals on said uplink, as a function of at least one characteristic of said transmission channel .
  • said signals are thus transmitted so as to arrive in a substantially synchronous manner at said base station.
  • said signals comprise a guard interval, dimensioned so as to be able to absorb at least the spread of the impulse response of said channel on said uplink.
  • said signals advantageously include a guard interval, dimensioned so as to be able to absorb at least the spread of the impulse response of said channel on said uplink and double the propagation time of a signal between said station base and the terminal furthest from said base station.
  • At least certain symbols of the signal of said uplink at least some of said terminals implement, in replacement and / or in addition to said predistortion, processing allowing better reception in said base station.
  • Said processing allowing better reception comprises an increase in the transmission power. It can also be a modification of the coding or modulation used.
  • said processing allowing better reception is implemented in particular as a function of the age of and / or of trusted information associated with said information representative of the estimation of the transfer function of the transmission channel.
  • Said separation step advantageously implements at least one circulator and / or at least one hybrid ring.
  • the invention finds applications in numerous fields, and in particular in the fields belonging to the group comprising: radiocommunication, and in particular mobile radiocommunication systems of the UMTS and / or post-UMTS type; broadcasting a digital terrestrial television signal with return channel; local networks; bidirectional point-to-point links.
  • the invention also relates to systems for bidirectional transmission of a multi-carrier signal implementing the method described above.
  • the invention also relates to the communication terminals used in such a system.
  • Such a terminal for transmitting and receiving at least one multi-carrier signal to and from a base station, via a transmission channel having a downlink from said base station to said terminal and an uplink from said terminal to said base station. It includes means for estimating the transfer function of said transmission channel, by analysis of a signal transmitted by said base station on said downlink, delivering at least information representative of said estimate, and means for predistortion 'a signal to transmit on said uplink, according to said information.
  • the invention relates to multi-carrier signals implemented in such a method or such a system.
  • This signal is conveyed via a bidirectional transmission channel having at least one downlink from a base station to at least one terminal and at least one uplink from one of said terminals to said base station, carrying a multicarrier uplink signal, seen by said base station as a single signal and formed by the combination of the signals transmitted by at least one of said terminals. It comprises a frequency multiplex of a signal transmitted by said base station on said downlink and of said uplink signal, said signals transmitted by said at least one terminal being predistorted before their transmission as a function of at least one piece of information representative of an estimate of the transfer function of said transmission channel, determined from said signal transmitted on said downlink.
  • FIG. 1 presents a schematic diagram, known per se, of an MC-CDMA modulator and of a corresponding terminal, in downlink mode, as discussed in Annex 1;
  • FIG. 2 illustrates a system with bidirectional links, comprising a base station and three terminals (by way of simplified example);
  • - Figure 3 is a general block diagram of a terminal of the system of Figure 2, implementing the invention;
  • FIG. 4 illustrates the time synchronization of the signals exchanged in a system according to FIG.
  • FIG. 5 presents a first example of frequency multiplexing of the uplink and downlink channels, which can be implemented by the system of FIG. 2;
  • FIG. 6 presents a second example of frequency multiplexing of the uplink and downlink channels, which can be implemented by the system of FIG. 2;
  • FIG. 7 illustrates an RF device that can be implemented to isolate the signals received and the signals transmitted, in a terminal according to the invention;
  • FIG. 8 illustrates the temporal synchronization of the signals, in the case of frequency multiplexing;
  • FIG. 9 is a particular example of distribution of the subcarriers of the uplink and downlink signals, in the case of time multiplexing according to the general principle illustrated in FIG. 4;
  • FIG. 10 is a particular example of distribution of the subcarriers of the uplink and downlink signals, in the case of frequency multiplexing.
  • bi-directional link system The principle of a system using bi-directional links is illustrated in Figure 2.
  • This diagram can just as well correspond to a cell of a radio-mobile cellular network connecting a base station 21 to the various mobile terminals 22, to 22 3 as to the broadcasting, for example of a digital terrestrial television signal to destination of several receivers 22, to 22 3 , with implementation of a return channel. But it can also, in certain cases (in particular according to the based embodiment described in ⁇ 5) represent a simple bi-directional point-to-point link with a single user.
  • the invention can also be implemented in “Blue tooth” type networks. Signals can be exchanged on different types of channels
  • the length L corresponds to the maximum distance between the base station
  • the quantities H 'and H' represent the frequency response of the channel for the carrier k and the symbol j for the downlink (D) and the uplink (M) respectively relating to the user /.
  • the signal generated in downlink is broadcast to all users.
  • This signal can be an OFDM type signal as for digital terrestrial television or an MC-CDMA type signal. In the latter case, the separation of the signals intended for the different users is carried out by means of the different spreading codes assigned to the different users. More generally, it can be a multicarrier signal of any type.
  • the H /, * estimates of the channel responses are obtained in each terminal 22, at 22 3 thanks to the reference carriers inserted in the signal generated by the base station.
  • the downlink signal is a broadcast signal
  • only one set of N ref reference carriers is necessary to estimate the response of the different channels in the downlink.
  • the solution generally proposed to obtain the estimates /, prayerof the responses of the N law different channels consists in inserting a set of N ⁇ sets of N r (> / reference carriers. This highly constraining solution has for consequence of greatly reducing the spectral efficiency and the power efficiency of the uplink.
  • the object of the invention is therefore in particular to propose a solution making it possible to obtain an estimate of the frequency response of the different channels of the uplink without for this inserting reference carriers in the multiplex of the signals transmitted by the terminals. A gain in spectral efficiency and in power efficiency is thus obtained overall.
  • the quantities H y and H / relating to user 1 are strictly identical for all the carriers k and all the symbols j.
  • the general principle of the invention therefore consists in using in each terminal the result of the downlink channel estimation carried out thanks to the insertion of the reference subcarriers in the downlink signal in order to then carry out a predistortion of the signals transmitted by the terminals in order to compensate in advance for the amplitude and phase distortion introduced by the uplink channel.
  • FIG. 3 presents a block diagram of a terminal 22, according to the invention.
  • a bidirectional antenna 31 connected to a duplexer or switch 32, which directs the received signal to an OFDM demodulator 33.
  • the latter applies a direct FFT to the received signal, to deliver the samples R jk which supply on the one hand an equalizer 34 and on the other hand a channel estimator 35.
  • the channel estimation ⁇ J ⁇ k is directed on the one hand to the equalizer 34 and on the other hand, according to the invention, to a predistortion module 36.
  • This channel estimation is therefore carried out on the downlink signal thanks to the insertion of the reference subcarriers. It provides the quantities H for the reference subcarriers according to the technique explained in Annex 2. Estimation of the quantities for all the carriers k and all the symbols j is then obtained by implementing interpolation techniques along the frequency and time axes. The symbols S J ⁇ k to be transmitted on the uplink channel are then multiplied by the quantities 1 / H; in the predistortion module 36, before being presented to the input of the OFDM modulator 37, which implements an inverse FFT, and transmitted on the uplink.
  • the detection of the uplink signal can then be carried out very simply as if the transmission had taken place through a Gaussian channel. In particular, it does not require knowing the response of the uplink channel. Indeed, seen from the receiver of the base station, everything happens as if all the quantities H /.* were equal to 1 (or very close to 1).
  • the first variant of the invention is based on access to the channel shared in time between the downlink and the uplink.
  • the subcarriers constituting the downlink multiplex occupy the entire frequency band of the channel.
  • the downlink signal comprises reference subcarriers making it possible to obtain in each terminal an estimate of the frequency response of the channel.
  • the different quantities H /, * are obtained using interpolation techniques along the time and frequency axes.
  • the uplink signal for its part, is for example composed of the multiplexing of the subcarriers of the different signals transmitted by the terminals, but does not include reference subcarriers.
  • the different subcarriers constituting the uplink signal can thus be orthogonal provided that the frequencies of the radiofrequency transposition oscillators of the signals generated by the different terminals are identical. Knowing that the channel is reciprocal and on the condition that the coherence time t coh of the channel is sufficiently greater than the duration of a symbol
  • demodulation is carried out by applying an FFT to the overall signal consisting of the sum of the uplink signals.
  • access to the channel is shared over time according to the "ping-pong" technique, a symbol or a few OFDM symbols being emitted by burst on each channel according to the principle illustrated in FIG. 4.
  • FIG. 4 which illustrates the temporal synchronization of the signals in the case of a time multiplexing and of a transmission by bursts of duration equal to a symbol
  • a terminal 2 located very close to the base station and a terminal 1 located at the maximum distance L corresponding to the limit of the area covered by this base station.
  • T be the time taken by the signal to travel the distance L.
  • the different signals are transmitted by the base station at the same time and synchronously.
  • Terminal 2 receives the signal transmitted instantly while the terminal
  • the signal sent by terminal 2 is instantly received by the base station while the signal sent by terminal 1 is received with a new offset of T. However, if the guard interval ⁇ is greater than 2T + ⁇ max where ⁇ max is equal to the spread of the impulse response of the uplink channel, the different signals received remain orthogonal.
  • the guard interval will simply have to be dimensioned so as to be able to absorb the spread ⁇ max of the impulse response of the uplink channel.
  • the exchanges take place at the rate of a symbol transmitted each time and on each channel. It follows that for a round trip corresponding to the transmission of two symbols of duration 2 ⁇ + 2 ts, the channel is in some way not "used" for a percentage of the time equal to (2T + T1) / ( 2 ⁇ + 2 ts).
  • the receiver will estimate the response of the channel by relying mainly on the reference subcarriers of the last symbol received, but it will also be able to use the information carried by the reference subcarriers of the preceding symbols of the burst. down.
  • the amplitude and phase distortion introduced by the uplink channel is then compensated in advance by multiplying the samples of each symbol of the uplink burst by the quantities which have just been estimated.
  • Quantities applied to the different symbols of the salvo rising may or may not be identical from one symbol to another.
  • the predistortion represented by these quantities l H ',? is less well suited to the symbols transmitted at the end of the rising burst, the response of the channel having evolved in the meantime. This results in a gap between the ideal predistortion and the applied predistortion, a gap which gradually increases from the first symbol to the last symbol of the rising salvo.
  • a solution consists in generating each symbol of the rising burst with a power which depends on the rank of said symbol in the burst.
  • the slightly higher transmission power attributed to the symbols transmitted at the end of the burst then partially compensates for the non-optimized predistortion applied to these said symbols.
  • Second embodiment frequency multiplexing of the uplink and downlink channels
  • a second variant of the invention consists in forming a global multiplex of orthogonal subcarriers composed of the signal transmitted in the downlink by the base station and the signals transmitted in the uplink by the different users.
  • the subcarriers composing the various signals transmitted by the uplink terminals are interleaved with the subcarriers constituting the downlink signal transmitted by the base station.
  • the various carriers constituting the global signal can thus be orthogonal provided that the frequencies of the oscillators for transposition of the signals generated by the various terminals and the base station are identical.
  • an estimate of the frequency response of the channel is carried out by relying on the reference subcarriers inserted in the downlink multiplex.
  • Hj '° are obtained for each symbol j and for all the subcarriers forming the rising or falling signal.
  • demodulation is carried out by applying an FFT to the overall signal consisting of the sum of the signals transmitted by the terminals.
  • the signals transmitted in downlink and uplink have access to the transmission channel permanently and therefore at the same time.
  • FIG. 5 illustrates the example of a frequency multiplexing between the two channels, uplink 51 and downlink 52, at the level of the subcarrier. It is obviously possible to group together within a "block" a certain number of subcarriers of a channel and to carry out the multiplexing between the two channels by subcarrier blocks, as illustrated in FIG. 6 , on which the downward path 61 and the upward path 62 have also been shown.
  • This second possibility using frequency multiplexing of the uplink and downlink channels can in particular be envisaged when the ratio (at the terminal as well as the base station) between the power of the transmitted signal and the power of the received signal is not too high .
  • This problem linked to the ratio of the powers of the signals transmitted and received at a given point can be greatly attenuated by using, for example, devices based on duplexers which are implemented when it is desired to use the same antenna. for transmission and reception in a radar system for example.
  • the circulator 71 therefore delivers a power signal S2 + S 1/1000
  • the circulator 72 delivers a power signal S 1/1000, where SI represents the power of the signal to be transmitted and S2 the power of the received signal .
  • the 180 ° 73 coupler made from a hybrid ring in micro ribbon technology, allows the signal to be emitted to be subtracted from the power SI attenuated by 30 dB (ie S 1/1000) from the composite signal (power S2 + S 1/1000) generated at the output of the first circulator. It is thus possible to obtain a relatively “clean” signal of received power S2.
  • Each terminal can transmit these signals by synchronizing with the received signals.
  • the quantities H jk estimated on the received signal are used to perform a predistortion of the signal transmitted according to the principle already explained with an offset which can be for example two symbols.
  • an offset which can be for example two symbols.
  • the signal sent by terminal 1 is received instantaneously and the signal sent by terminal 2 is received with an additional offset of T.
  • the guard interval ⁇ is greater than 2T + ⁇ max where ⁇ max is equal to the spread of the impulse response of the uplink channel
  • the different signals received by the base station as well as the signals transmitted by this same station remain orthogonal.
  • the guard interval will simply have to be dimensioned so as to be able to absorb the spread ⁇ max of the impulse response of the rising channel.
  • these different combs will preferably be interleaved so that each signal can benefit from frequency independence linked to the total band occupied.
  • the comb resulting from the uplink is also interleaved with the comb of the downlink signal when the solution of frequency multiplexing of the two uplink and downlink is chosen.
  • the signals transmitted by the different uplink users can be, for example, of the "OFDM" type or of the MC-SS-MA type. In the latter case, each user can transmit on his multiplex different data spread by different codes in accordance with the principle set out in Annex 1.
  • the uplink signal may also be of the MC-CDMA type.
  • all the signals generated by the different users modulate all of the subcarriers dedicated to the uplink, each user terminal using a different spreading code.
  • the combs of subcarriers of the uplink and downlink channels are interleaved.
  • the downlink signal can also be a "classic" OFDM signal broadcasting a program given to all users.
  • the resulting signal can also be a conventional OFDM signal consisting of the frequency multiplexing of OFDM signals transmitted by the different users on a return channel.
  • the signals intended for the different users are synchronous, and orthogonal spreading codes such as the Walsh-Hadamard or Golay codes are then used, for example.
  • the signal is generated using a 128 point complex inverse FFT.
  • the number of Nu users or of different downlink signals can therefore vary from 1 to 64.
  • the estimate of the response of the channel corresponding to the quantities H is performed by relying on the reference carriers inserted in the multiplex.
  • the signal can thus be demodulated and detected.
  • the multiplexes of the subcarriers constituting the uplink and downlink signals are shown in FIG. 9. The frequency bands occupied by the two channels are identical. Uplink 92 and downlink 91 exchanges are made by bursts of one or more symbols.
  • each terminal can send a signal of conventional OFDM type or of MC-SS-MA type comprising 8 useful carriers.
  • MC-SS-MA a signal of conventional OFDM type or of MC-SS-MA type comprising 8 useful carriers.
  • nine different terminals can thus be active forming a multiplex of 72 subcarriers.
  • the various OFDM or MC-SS-MA multiplexes are preferably interlaced, in accordance with FIG. 9.
  • the samples generated are multiplied in each terminal before the inverse FFT function by the quantities l H * equal to the inverse of the frequency response of the channel which has just been estimated thanks to the signal of the downlink.
  • the dimension of the various direct and inverse FFT functions performed both in the terminal and in the base station is therefore 128, a certain number of carriers being forced to zero on the edges of the spectrum.
  • frequency multiplexing An example of arrangement of the subcarriers constituting the uplink 101 and downlink 102 signals is shown in FIG. 10. The multiplexes of the two uplink and downlink channels are interleaved in blocks.
  • the signal is generated using a 256-point inverse FFT.
  • each terminal can send a signal of type
  • eight different terminals can thus be active forming a multiplex of 64 subcarriers generated by using however an inverse FFT at 256 points.
  • the quantities H / are estimated for all the subcarriers of the uplink and the downlink thanks to the reference carriers of the downlink signal.
  • the samples generated are then multiplied in each terminal before the inverse FFT function by the quantities l / jC / ', equal to the inverse of the frequency response of the channel which has just been estimated.
  • An OFDM modulator transmits a different symbol on each subcarrier of the multiplex. These symbols belong to a given alphabet defining the modulation used. Thus, the symbol transmitted on the subcarrier k of the OFDM symbol y will be called S jk .
  • the signal generated at the output of the module performing the FFT function can then be written for the sub- carrier k of the OFDM symbol j:
  • FIG. 1 presents a block diagram of an MC-CDMA 11 transmitter and d a receiver 12 of a user, in downlink.
  • the data flow is first spread in the frequency domain using a spreading code, then transmitted over the different subcarriers OFDM multiplex.
  • FIG. 1 therefore represents the diagram of the global modulator 11 and of the receiver 12 of the user 1 in the case of the downlink of a network.
  • the different data x J l intended for the different users / are multiplied synchronously by their spreading code (111), summed (112) then distributed in frequency distribution (113) and interleaved (114) in order to obtain a resulting signal which is presented at the input of the OFDM 115 modulator.
  • the latter performs the operations of inverse Fourier transform and addition of the guard interval.
  • the maximum number of users that can thus be multiplexed is equal to the length L c of the spreading codes.
  • the time index y ' is not indicated so as not to weigh down the ratings.
  • the matrix of C codes is then equal to:
  • the codes used are generally chosen to be orthogonal, which makes it possible to obtain better rejection of interference between users on reception.
  • the maximum number of users N u is equal to the number of chips per code.
  • the number Le of spreading code chips is chosen equal to the number N of subcarriers but variants are possible to better size the signal generated with respect to the transmission conditions (channel 13, cellular aspect, etc.). . 3. MC-CDMA detection techniques
  • despreading 121 is performed in the frequency domain after the Fourier Transform operation
  • the latter supplies on the one hand a channel estimation module 123 and, by means of an interleaving module 124, an equalization module 125, which takes account estimation of the channel response.
  • the orthogonality between the codes is destroyed, which creates interference between users.
  • the channel matrix is diagonal and equal over the duration of the symbol j to:
  • Single-user detection techniques consist in detecting the useful signal without taking into account the interference between users. After the Direct Fourier Transformation operation, the received signal is equalized in the frequency domain by multiplying each symbol received by a coefficient g jk specific to each subcarrier, in order to compensate for the attenuation p jk and the phase shift ⁇ jk introduced by the channel at the frequency considered.
  • the different single-user detection methods are as follows (non-exhaustive list):
  • MRC Maximum Ratio Combining
  • EGC Equal Gain Combining
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • each user transmits an MC-CDMA type signal using exclusively his own set of subcarriers.
  • This technique is notably described by S. Kaiser, in the article "Multi-Carrier CDMA mobile radio Systems - Analysis and optimization of detection, decoding and channel estimation” (PhD thesis, VDI Verlag GmbH, D ⁇ sseldorf, 1998).
  • the different subcarrier combs used by the different users are frequency-multiplexed while checking the orthogonality conditions.
  • Each user takes advantage of the multiple access offered by the codes to transmit several data simultaneously on their subcarrier comb.
  • the demodulation and detection techniques are the same as those already presented for an MC-CDMA signal. Estimation of the channel response can also be done using reference subcarriers.
  • pilot subcarriers or reference subcarriers are modulated on transmission by symbols known to the receiver.
  • the signal generated at the output of the FFT for these pilot subcarriers can then be written:
  • W J ⁇ k is a particular symbol known to the receiver modulating the carrier k of the symbol j.
  • Channel estimation for all carriers k and all symbols is then obtained using interpolation techniques.
  • the symbol S jk corresponds to the modulation symbol transmitted on the carrier k of the symbol j.
  • this symbol S J ⁇ k is equal to the product of the data X 1 , multiplied by the chip c, k of the spreading code of the user /.
  • N ref of reference carriers necessary in all cases to make a good estimate of the response of the channel depends on the properties of time and frequency correlation of the channel. Thus, a good estimate will be obtained if the arrangement of the reference carriers allows the channel response to be sufficiently sampled according to the time and frequency axes.
  • the number of reference carriers to be inserted can be evaluated by:
  • ⁇ max is equal to the spread of the impulse response of the channel which is inversely proportional to the band of coherence of the channel
  • f .max is a maximum Doppler frequency.
  • the spreading of the impulse response of the channel characterizes the frequency selectivity of the channel.
  • the maximum Doppler frequency is related to the channel coherence time which is generally evaluated by co / l ⁇ l / 2 / dmax
  • the loss of efficiency in induced power is equal to 101og, 0 (NI (N- N ref )).

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Abstract

L'invention concerne un procédé de transmission bidirectionnelle d'au moins un signal à porteuses multiples entre une station de base et au moins un terminal via un canal de transmission présentant au moins une voie descendante de ladite station de base vers ledit au moins un terminal et au moins une voie montante dudit au moins un terminal vers ladite station de base, portant un signal montant multiporteuse. Ce procédé comprend une étape d'estimation de la fonction de transfert dudit canal de transmission, par analyse d'un signal reçu sur ladite voie descendante, délivrant au moins une information représentative de ladite estimation, et une étape de prédistorsion d'un signal émis par ledit au moins un terminal sur ladite voie montante, en fonction de ladite information.

Description

PREDISTORSION DE SIGNAUX MU TI PORTEUSE DANS UN SYSTEME DE TRANSMISSION BIDIRECTIONEL E
Le domaine de l'invention est celui de la transmission et de la réception de signaux numériques à porteuses multiples, dans des systèmes bidirectionnels. Plus précisément, l'invention concerne l'optimisation globale de l'efficacité spectrale et de l'efficacité en puissance du système.
L'invention trouve des applications notamment dans le cas des systèmes point-multipoint, impliquant une station de base et plusieurs terminaux. Elle peut également être avantageusement mise en œuvre dans des liaisons point-à-point et multipoint-à-multipoint, et dans un contexte cellulaire ou non.
Le développement et la mise au point de techniques permettant notamment le transfert de données multimédia à haut débit de façon bidirectionnelle pour un grand nombre d'utilisateurs simultanément est primordial pour les générations futures de communications hertziennes. Le but recherché est de développer de nouvelles techniques de transmissions hertziennes permettant de satisfaire toujours mieux aux contraintes d'efficacité spectrale liées à la pénurie du spectre et au nombre croissant d'utilisateurs.
Une approche scientifique actuellement étudiée consiste ainsi à rechercher une combinaison optimale des techniques de modulations à porteuses multiples à grande efficacité spectrale (de type OFDM) et des techniques d'Accès Multiples par Répartition de Codes (de type CDMA), décrites par exemple par S. Hara, R. Prasad, dans l'article "Overview of multicarrier CDMA" (IEEE Communications Magazine, pp. 126-133, Décembre 1997).
Ces nouvelles techniques, appelées MC-CDMA ("Multi-Carrier Code Division Multiple Access"), s'appliquent aussi bien aux systèmes de radiocommunications mobiles (de type UMTS et post UMTS) qu'aux systèmes de communications à l'intérieur ou à l'extérieur des bâtiments pour en augmenter la robustesse et la capacité de transmission.
L'invention s'applique notamment à ces techniques, et plus généralement à tout système bidirectionnel utilisant des signaux à porteuses multiples de type OFDM ("Orthogonal Frequency Division Multiplex") dans les deux sens de transmission (voie montante et voie descendante). On discute notamment, par la suite, le cas correspondant à l'utilisation de signaux de type MC-CDMA en voie montante et/ou en voie descendante. Il s'agit d'un exemple d'application, que l'on peut aisément adapter aux autres techniques basées sur une pluralité de fréquences porteuses.
Pour mémoire, on rappelle rapidement en Annexe 1, les caractéristiques principales des techniques OFDM, MC-CDMA et MC-SS-MA.
Dans le cas des systèmes mettant en œuvre plusieurs terminaux, la ressource de transmission correspondant à la voie montante (terminaux vers station de base) doit être partagée : chacun des terminaux ne dispose que d'une portion réduite de cette ressource. Cependant, les signaux produits par chacun des terminaux sont émis dans un canal de transmission présentant des perturbations spécifiques, que la station de base doit pouvoir estimer. Il doit donc y avoir autant d'estimation de canal qu'il y a de terminaux en activité.
Classiquement, l'estimation de la réponse de canal est basée, dans le cas d'un signal multiporteuse, sur l'analyse de porteuses de référence, ou pilotes, de valeur et de position dans l'espace temps/fréquence connues du récepteur.
Cette analyse permet d'obtenir une interpolation efficace. L'Annexe 2 présente plus en détail ces techniques d'estimation de canal, connues en soi.
Cependant, il est nécessaire de disposer d'un nombre suffisant de pilotes.
Si cela correspond à un pourcentage réduit, ou au moins acceptable, dans le cas de la voie descendante (les pilotes étant répartis sur l'ensemble de la ressource), ce n'est plus le cas sur la voie montante, où le même nombre de pilotes devrait être réparti sur chacune des portions de ressource allouée à chaque terminal.
Des exemples pratiques réalistes (voir notamment par la suite le commentaire de la figure 2) montrent, selon le nombre de terminaux, qu'une grande partie, (voire l'intégralité !), de la portion de ressource devrait être réservée aux pilotes, au détriment des données informatives à transmettre. Bien entendu, une telle solution n'est pas viable. Selon une autre approche, on a également envisagé une pré-distorsion des signaux par la station de base, pour compenser par anticipation les effets du canal. Mais cette technique, mise en œuvre dans la station de base (l'homme du métier considérant qu'il faut que les terminaux soient de complexité, de consommation et de coût réduits), ne résout pas le problème : les terminaux doivent toujours émettre des pilotes, pour que la station de base analyse les différents canaux de transmission correspondant.
On a encore envisagé de mettre en œuvre une prédistorsion dans les deux directions. Cette approche n'est a priori pas viable sans moyens complexes, puisqu'il n'est alors plus possible d'analyser le canal ni dans un sens, ni dans l'autre.
Il apparaît ainsi, pour l'homme du métier, que cette approche de la prédistorsion n'est pas efficace.
L'homme du métier tente donc de résoudre sans succès ce problème crucial depuis de nombreuses années. Il n'a pu qu'envisager de limiter le nombre de pilotes, ce qui conduit évidemment à une perte de qualité de l'estimation, dans la station de base, de la réponse des canaux montants.
Ce problème est d'autant plus crucial que l'homme du métier a généralement pour objectif de fournir des terminaux simples, peu coûteux à réaliser et peu consommateurs d'énergie...
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'état de l'art.
Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de transmission bidirectionnelle multiporteuse offrant une meilleure efficacité spectrale et une meilleure efficacité en puissance.
Notamment, l'invention a pour objectif de supprimer les pilotes, ou au moins d'en réduire le nombre, sur la voie montante. En d'autres termes, un objectif de l'invention est d'augmenter la ressource d'émission disponible allouée à chaque terminal. Un autre objectif de l'invention est de fournir une telle technique, ne nécessitant ni augmentation de la puissance d'émission, ni utilisation d'un code correcteur d'erreur renforcé (donc consommateur de ressource).
En particulier, un objectif de l'invention est de fournir une telle technique, permettant la réalisation de terminaux à coût de revient et à consommation acceptables, en fonction des applications.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints à l'aide d'un procédé de transmission bidirectionnelle d'au moins un signal à porteuses multiples entre une station de base et au moins un terminal via un canal de transmission présentant au moins une voie descendante de ladite station de base vers ledit au moins un terminal, portant un signal descendant multiporteuse, et au moins une voie montante dudit au moins un terminal vers ladite station de base, portant un signal montant multiporteuse, vue de ladite station de base, ledit signal montant étant formé d'une combinaison de signaux émis par au moins un desdits terminaux et comprenant chacun au moins une fréquence porteuse. Selon l'invention, le procédé comprend : une étape d'estimation de la fonction de transfert dudit canal de transmission, par analyse d'au moins une porteuse de référence, de valeur et de position à l'émission connues, présente dans ledit signal descendant multiporteuse, déterminant au moins une information représentative de ladite estimation ; une étape de prédistorsion d'un signal à émettre par ledit au moins un terminal sur ladite voie montante, en fonction de ladite information représentative de ladite estimation, de façon à exploiter la réciprocité dudit canal de transmission ; et - une étape d'émission dudit signal à émettre, sans insertion de porteuses de référence destinées à l'estimation dudit canal de transmission.
Ainsi, il n'est pas nécessaire d'insérer de porteuses de référence dans les signaux de la voie montante, ce qui libère une ressource importante (par rapport à la ressource allouée à un terminal). Cela est avantageux, en particulier dans le cas où il y a plusieurs terminaux pouvant émettre simultanément. Ce gain en efficacité est obtenu moyennant une très légère augmentation de la complexité des terminaux, qui doivent mettre en œuvre l'opération de prédistorsion. Il s'agit cependant d'une opération très simple, la réponse du canal étant déterminée par ailleurs, pour le traitement des signaux de la voie descendante. L'invention repose sur la prise en compte de la réciprocité du canal de transmission, dans les terminaux. L'invention permet par ailleurs de simplifier fortement le traitement dans les stations de base : il n'est pas nécessaire de déterminer la réponse des différents canaux de transmission (contrairement aux techniques antérieures, qui supposent de connaître une estimation distincte de la réponse de chacun des canaux).
On notera que l'on entend ici par station de base également des émetteurs, ré-émettteurs, relais... mettant en œuvre l'invention de la même façon.
L'invention s'applique avantageusement aux cas où l'on met en œuvre au moins deux terminaux, ledit signal montant multiporteuse étant alors vu par ladite station de base comme un signal unique et formé par la combinaison des signaux émis par au moins certains desdits terminaux.
De façon avantageuse, ladite étape de prédistorsion met en œuvre une multiplication dudit signal émis sur ladite voie montante par l'inverse d'une estimation de ladite fonction de transfert, estimée à partir d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante.
Selon un premier mode de réalisation préférentiel de l'invention, le procédé met en œuvre un multiplexage temporel d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et dudit signal montant.
Il peut notamment mettre en œuvre une transmission par salves sur ladite voie montante et/ou sur ladite voie descendante. Il s'applique également, bien sûr, aux signaux émis en continu ou sur des durées relativement longues.
Selon un second mode de réalisation préférentiel de l'invention, le procédé met en œuvre un multiplexage fréquentiel d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et dudit signal montant. Dans ce cas, les porteuses dudit signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et les porteuses dudit signal montant sont avantageusement entrelacées.
Chaque signal bénéficie ainsi de l'indépendance en fréquence liée à la bande de fréquence totale occupée par l'ensemble des signaux. Préférentiellement, ledit multiplexage met en œuvre un multiplexage d'au moins deux sous-bandes, constituées chacune d'au moins deux porteuses adjacentes, au moins une desdites sous-bandes étant allouée à ladite voie montante, et au moins une autre desdites sous-bandes étant allouée à ladite voie descendante. De façon avantageuse, au moins une porteuse située à la frontière entre un bloc de porteuses dudit signal montant et un bloc de porteuses dudit signal émis sur ladite voie descendante n'est pas modulée. Cela permet de mieux isoler les sous-bandes (qui peuvent présenter des puissances très différentes).
Selon un mode de réalisation préférentiel, ledit signal émis sur ladite voie descendante sous la forme d'un signal à porteuses multiples comprend une pluralité de porteuses modulées par des éléments de référence dont la valeur et la position à l'émission sont connues desdits terminaux, appelées porteuses de référence, et d'une pluralité de porteuses modulées par des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori desdits terminaux, appelées porteuses informatives.
Avantageusement, ledit signal montant à porteuses multiples ne comprend que des porteuses modulées par des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori de ladite station de base, appelées porteuses informatives. Ainsi, selon l'invention, il n'y a pas (ou beaucoup moins), de porteuses de référence dans les signaux de la voie montante.
De façon préférentielle, ledit signal montant est formé par multiplexage fréquentiel de peignes de porteuses associés aux signaux à porteuses multiples émis par au moins certains desdits terminaux. Dans ce cas, préférentiellement, on maximise l'espacement fréquentiel entre deux porteuses d'un signal à porteuses multiples émis par chaque terminal, sur l'intégralité de la bande de fréquence allouée à ladite voie montante, de façon à optimiser un critère d'indépendance en fréquence.
Selon un mode de réalisation avantageux, le procédé de l'invention met en œuvre un multiplexage par codes d'étalement, sur ladite voie montante et/ou sur ladite voie descendante.
Avantageusement, il met en œuvre une modulation de l'ensemble des porteuses allouées audit signal montant par au moins un signal émis par au moins un desdits terminaux, chacun desdits terminaux mettant en œuvre un code d'étalement différent.
Les porteuses allouées à ladite voie montante sont avantageusement organisées en au moins deux jeux de porteuses, chacun desdits terminaux se voyant alloué au moins un jeu de porteuses.
Préférentiellement, chacun desdits terminaux met en œuvre un code d'étalement sur le ou les jeux de porteuses qui lui sont attribué(s).
Selon différents modes de réalisation, lesdits signaux émis sur ladite voie montante appartiennent avantageusement au groupe comprenant : les signaux de type OFDM (en anglais "Orthogonal Frequency Division Multiplex") ; - les signaux de type MC-CDMA (en anglais "Multi-Carrier Code
Division Multiple Access" pour "Modulations à porteuses multiples et à accès multiple par répartition de codes") ; les signaux de type MC-SS-MA (en anglais "MultiCarrier - Spread Spectrum - Multiple Access" pour "Modulations à porteuses multiples à étalement de spectre et à accès multiple") ; les signaux de type MC-DS-CDMA (en anglais "MultiCarrier - Direct Séquence - Code Division Multiple Access" pour "Modulations à porteuses multiples à séquence directe et à accès multiple par répartition de codes") ; - les signaux de type MT-CDMA (en anglais "MultiTone - Code Division Multiple Access" pour "Modulations multipilotes à accès multiple par répartition de codes").
Selon un aspect particulier de l'invention, le procédé comprend une étape de contrôle de l'instant d'émission d'au moins certains signaux émis par lesdits terminaux sur ladite voie montante, en fonction d'au moins une caractéristique dudit canal de transmission.
Avantageusement, lesdits signaux sont ainsi émis de façon à arriver de manière sensiblement synchrone à ladite station de base.
De façon préférentielle, lesdits signaux comprennent un intervalle de garde, dimensionné de façon à pouvoir absorber au moins l'étalement de la réponse impulsionnelle dudit canal sur ladite voie montante.
Selon une autre approche avantageuse, lesdits signaux comprennent avantageusement un intervalle de garde, dimensionné de façon à pouvoir absorber au moins l'étalement de la réponse impulsionnelle dudit canal sur ladite voie montante et le double du temps de propagation d'un signal entre ladite station de base et le terminal le plus éloigné de ladite station de base.
Il est également possible de retenir une situation intermédiaire, dans laquelle on tolère un faible niveau d'interférence, de façon à pouvoir réduire l'intervalle de garde en conséquence. Selon un aspect particulier de l'invention, on prévoit avantageusement, pour au moins certains symboles du signal de ladite voie montante, au moins certains desdits terminaux mettent en œuvre, en remplacement et/ou en complément de ladite prédistorsion, un traitement permettant une meilleure réception dans ladite station de base. Ledit traitement permettant une meilleure réception comprend une augmentation de la puissance d'émission. Il peut également s'agir d'une modification du codage ou de la modulation utilisés.
Avantageusement, ledit traitement permettant une meilleure réception est mis en œuvre notamment en fonction de l'ancienneté de et/ou d'une information de confiance associée à ladite information représentative de l'estimation de la fonction de transfert du canal de transmission.
Selon un autre aspect avantageux de l'invention, on peut prévoir de mettre en œuvre une étape de séparation desdites voies montante et descendante, dans ladite station de base et/ou dans au moins un desdits terminaux. Cela est notamment souhaitable lorsqu'il y a une différence de puissance importante entre le signal émis et le signal reçu, en particulier dans le cas du multiplexage fréquentiel.
Ladite étape de séparation met avantageusement en œuvre au moins un circulateur et/ou au moins un anneau hybride. L'invention trouve des applications dans de nombreux domaines, et notamment dans les domaines appartenant au groupe comprenant : la radiocommunication, et notamment les systèmes de radiocommunication mobile de type UMTS et/ou post-UMTS ; la diffusion d'un signal de télévision numérique hertzienne avec voie de retour ; les réseaux locaux ; les liaisons bidirectionnelles point à point. L'invention concerne également les systèmes de transmission bidirectionnelle d'un signal à porteuses multiples mettant en œuvre le procédé décrit ci-dessus.
L'invention concerne encore les terminaux de communication utilisés dans un tel système.
Un tel terminal est prévu pour émettre et recevoir au moins un signal à porteuses multiples à destination et en provenance d'une station de base, par l'intermédiaire d'un canal de transmission présentant une voie descendante de ladite station de base vers ledit terminal et une voie montante dudit terminal vers ladite station de base. Il comprend des moyens d'estimation de la fonction de transfert dudit canal de transmission, par analyse d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante, délivrant au moins une information représentative de ladite estimation, et des moyens de prédistorsion d'un signal à émettre sur ladite voie montante, en fonction de ladite information.
Enfin, l'invention concerne les signaux à porteuses multiples mis en œuvre dans un tel procédé ou un tel système.
Ce signal est véhiculé par l'intermédiaire d'un canal de transmission bidirectionnel présentant au moins une voie descendante d'une station de base vers au moins un terminal et au moins une voie montante d'un desdits terminaux vers ladite station de base, portant un signal montant multiporteuse, vu par ladite station de base comme un signal unique et formé par la combinaison des signaux émis par au moins un desdits terminaux. Il comprend un multiplex fréquentiel d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et dudit signal montant, lesdits signaux émis par ledit au moins un terminal étant prédistordus préalablement à leur émission en fonction d'au moins une information représentative d'une estimation de la fonction de transfert dudit canal de transmission, déterminée à partir dudit signal émis sur ladite voie descendante. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante de modes de réalisation préférentiels de l'invention, donnés à titre de simples exemples illustratifs et non limitatifs, et des dessins annexés parmi lesquels : la figure 1 présente un schéma de principe, connu en soi, d'un modulateur MC-CDMA et d'un terminal correspondant, en voie descendante, tel que discuté en Annexe 1 ; la figure 2 illustre un système à liaisons bidirectionnelles, comprenant une station de base et trois terminaux (à titre d'exemple simplifié) ; - la figure 3 est un synoptique général d'un terminal du système de la figure 2, mettant en œuvre l'invention ; la figure 4 illustre la synchronisation temporelle des signaux échangés dans un système selon la figure 2, dans le cas d'un multiplexage en temps et d'une transmission par salves de durée égale à un symbole ; la figure 5 présente un premier exemple de multiplexage en fréquence des voies montante et descendante, pouvant être mis en œuvre par le système de la figure 2 ; la figure 6 présente un deuxième exemple de multiplexage en fréquence des voies montante et descendante, pouvant être mis en œuvre par le système de la figure 2 ; la figure 7 illustre un dispositif RF pouvant être mis en œuvre pour isoler les signaux reçus et les signaux émis, dans un terminal selon l'invention ; - la figure 8 illustre la synchronisation temporelle des signaux, dans le cas du multiplexage en fréquence ; la figure 9 est un exemple particulier de distribution des sous- porteuses des signaux montant et descendant, dans le cas d'un multiplexage en temps selon le principe général illustré en figure 4 ; la figure 10 est un exemple particulier de distribution des sous- porteuses des signaux montant et descendant, dans le cas d'un multiplexage en fréquence. 1. système à liaisons bi-directionnelles Le principe d'un système utilisant des liaisons bi-directionnelles est illustré en figure 2.
Ce schéma peut aussi bien correspondre à une cellule d'un réseau cellulaire radio-mobile reliant une station de base 21 aux différents terminaux mobiles 22, à 223 qu'à la diffusion, par exemple d'un signal de télévision numérique hertzienne à destination de plusieurs récepteurs 22, à 223, avec mise en œuvre d'une voie de retour. Mais il peut également, dans certains cas (notamment selon le mode de réalisation basée décrit au § 5) représenter une simple liaison bi-directionnelle point à point avec un seul utilisateur.
L'invention peut également être mise en œuvre dans des réseaux de type « Blue tooth ». Les signaux peuvent être échangés sur des canaux de différents types
(hertziens, câble, modulation sur courant porteur,...).
La longueur L correspond à la distance maximale entre la station de base
21 et un utilisateur communiquant avec cette station. Les quantités H' et H ' représentent la réponse fréquentielle du canal pour la porteuse k et le symbole j pour respectivement la voie descendante (D) et la voie montante (M) relatives à l'utilisateur /.
Le signal généré en voie descendante est diffusé vers tous les utilisateurs. Ce signal peut être un signal de type OFDM comme pour la télévision numérique hertzienne ou un signal de type MC-CDMA. Dans ce dernier cas, la séparation des signaux destinés aux différents utilisateurs est effectuée grâce aux codes d'étalement différents affectés aux différents utilisateurs. Plus généralement, il peut s'agir d'un signal multiporteuse de tout type.
2. le problème de l'estimation de canal En voie descendante, les estimations H/,* des réponses du canal sont obtenues dans chaque terminal 22, à 223 grâce aux porteuses de référence insérées dans le signal généré par la station de base. Comme le signal descendant est un signal diffusé, un seul jeu de Nref porteuses de référence est nécessaire pour l'estimation de la réponse des différents canaux en voie descendante. En revanche, en voie montante, la solution généralement proposée pour obtenir les estimations /,„ des réponses des N„ canaux différents consiste à insérer un ensemble de NΗ jeux de Nr(>/ porteuses de référence. Cette solution fortement contraignante a pour conséquence de diminuer fortement l'efficacité spectrale et l'efficacité en puissance de la voie montante. En effet, dans le cas d'un multiplexage fréquentiel des différents peignes de porteuses constituant les différents signaux, si on considère qu'il est nécessaire d'insérer par exemple une sous-porteuse de référence toutes les 12 sous-porteuses pour chaque signal et pour tous les symboles comme cela est fait en voie descendante pour la télévision numérique hertzienne, la diffusion de N„ = 12 signaux différents en voie montante conduit à utiliser toutes les sous-porteuses disponibles.
3. principe général de l'invention
L'invention a donc notamment pour objectif de proposer une solution permettant d'obtenir une estimation de la réponse fréquentielle des différents canaux de la voie montante sans pour cela insérer de porteuses de références dans le multiplex des signaux émis par les terminaux. Un gain en efficacité spectrale et en efficacité en puissance est ainsi globalement obtenu.
On utilise pour cela la propriété de réciprocité du canal selon laquelle, à tout moment et pour toutes les fréquences, la réponse d'un canal lors de la transmission d'un point A à un point B est strictement identique à la réponse de ce même canal lors de la transmission au même instant et à la même fréquence du point B au point A.
Autrement dit, les quantités Hy et H/ relatives à l'utilisateur 1 sont strictement identiques pour toutes les porteuses k et tous les symboles j. Le principe général de l'invention consiste donc à utiliser dans chaque terminal le résultat de l'estimation du canal descendant réalisée grâce à l'insertion des sous- porteuses de références dans le signal descendant pour ensuite effectuer une prédistorsion des signaux émis par les terminaux afin de compenser par anticipation la distorsion d'amplitude et de phase introduite par le canal montant. Ce principe est illustré par la figure 3, qui présente un schéma synoptique d'un terminal 22, selon l'invention.
Classiquement, il comprend une antenne bidirectionnelle 31 reliée à un duplexeur ou commutateur 32, qui dirige le signal reçu vers un démodulateur OFDM 33. Ce dernier applique une FFT directe sur le signal reçu, pour délivrer les échantillons Rj k qui alimentent d'une part un égaliseur 34 et d'autre part un estimateur de canal 35.
L'estimation de canal ΗJιk est dirigée d'une part vers l'égaliseur 34 et d'autre part, selon l'invention, vers un module de prédistorsion 36.
Cette estimation de canal est donc effectuée sur le signal descendant grâce à l'insertion des sous-porteuses de référence. Elle permet d'obtenir les quantités H pour les sous-porteuses de référence selon la technique explicitée en Annexe 2. L'estimation des quantités
Figure imgf000016_0001
pour toutes les porteuses k et tous les symboles j est ensuite obtenue en mettant en œuvre des techniques d'interpolation selon les axes fréquentiel et temporel. Les symboles SJιk à transmettre sur le canal montant sont ensuite multipliés par les quantités 1 / H ; dans le module 36 de prédistorsion, avant d'être présentés à l'entrée du modulateur OFDM 37, qui met en œuvre une FFT inverse, et transmis sur la voie montante.
Dans la station de base, la détection du signal émis en voie montante peut alors être réalisée très simplement comme si la transmission avait eu lieu à travers un canal gaussien. En particulier, elle ne nécessite pas de connaître la réponse du canal montant. En effet, vu du récepteur de la station de base, tout se passe comme si toutes les quantités H/.* étaient égales à 1 (ou très proches de 1).
4. Premier mode de réalisation : multiplexage en temps des voies montante et descendante
La première variante de l'invention repose sur un accès au canal partagé dans le temps entre la voie descendante et la voie montante. Dans ce cas, les sous- porteuses constituant le multiplex descendant occupent toute la bande de fréquences du canal. Le signal descendant comprend des sous-porteuses de référence permettant d'obtenir dans chaque terminal une estimation de la réponse fréquentielle du canal.
Ainsi, dans chaque terminal et pour chaque symbole j, les différentes quantités H/,* sont obtenues en utilisant des techniques d'interpolation selon les axes temporel et fréquentiel. Le signal montant, quant à lui, est par exemple composé du multiplexage des sous-porteuses des différents signaux émis par les terminaux, mais ne comprend pas de sous-porteuses de référence. Les différentes sous-porteuses constituant le signal montant peuvent ainsi être orthogonales pour peu que les fréquences des oscillateurs de transposition en radiofréquence des signaux générés par les différents terminaux soient identiques. Sachant que le canal est réciproque et à la condition que le temps de cohérence tcoh du canal soit suffisamment supérieur à la durée d'un symbole
OFDM, il est possible de compenser par anticipation la distorsion d'amplitude et de phase introduite par le canal montant en multipliant les échantillons présentés à l'entrée du module FFT par les quantités l /H 'j? qui viennent juste d'être estimées grâce au signal descendant.
En réception, dans la station de base, la démodulation est effectuée en appliquant une FFT au signal global constitué de la somme des signaux montants.
Dans ce cas, l'accès au canal est partagé dans le temps selon la technique du "ping-pong", un symbole ou quelques symboles OFDM étant émis par salve sur chaque voie selon le principe illustré à la figure 4.
Sur cette figure 4, qui illustre la synchronisation temporelle des signaux dans le cas d'un multiplexage en temps et d'une transmission par salves de durée égale à un symbole, on considère un terminal 2 situé très près de la station de base et un terminal 1 situé à la distance L maximale correspondant à la limite de la zone couverte par cette station de base.
On a donc représenté :
41 le signal émis par la station de base ; 42 le signal reçu par le terminal 2 ; 43 le signal émis par le terminal 2 ; 44 le signal reçu par la station du terminal 2 ; 45 le signal reçu par le terminal 1 ; 46 le signal émis par le terminal 1 ; 47 le signal reçu par la station du terminal 1. Soit T le temps mis par le signal pour parcourir la distance L. Les différents signaux sont émis par la station de base en même temps et de façon synchrone. Le terminal 2 reçoit le signal émis instantanément alors que le terminal
1 le reçoit avec un décalage de T. Ces signaux sont ensuite traités en un temps Tl permettant d'obtenir les estimations H jιk qUj sont utilisées pour effectuer une prédistorsion du signal émis selon le principe déjà explicité. Les signaux sont ensuite émis par les terminaux. La durée d'un symbole vaut Δ + ts, où Δ est la durée de l'intervalle de garde et ts la durée utile d'émission des données formant le symbole. Le signal émis par le terminal 2 est reçu instantanément par la station de base alors que le signal émis par le terminal 1 est reçu avec un nouveau décalage de T. Toutefois, si l'intervalle de garde Δ est plus grand que 2T + τmax où τmax est égal à l'étalement de la réponse impulsionnelle du canal montant, les différents signaux reçus restent orthogonaux.
Dans le but d'utiliser un intervalle de garde le plus court possible tout en cherchant à obtenir une orthogonalité parfaite entre les différents signaux générés en voie montante, il est possible d'émettre sur la voie montante ces signaux de telle façon qu'ils arrivent à la station de base (au moins pratiquement) en même temps. Dans ce cas, l'intervalle de garde devra simplement être dimensionné de telle façon à pouvoir absorber l'étalement τmax de la réponse impulsionnelle du canal montant. Dans le cas représenté sur la figure 4, les échanges ont lieu à raison d'un symbole émis à chaque fois et sur chaque voie. Il en résulte que pour un aller- retour correspondant à la transmission de deux symboles de durée 2 Δ + 2 ts, le canal n'est en quelque sorte pas "utilisé" pendant un pourcentage du temps égal à (2T + T1)/(2Δ + 2 ts). Dans le but de diminuer relativement cette dernière quantité, il est possible d'émettre sur chaque voie des salves de quelques symboles. Dans ce cas, le récepteur estimera la réponse du canal en s'appuyant principalement sur les sous- porteuses de référence du dernier symbole reçu, mais il pourra également exploiter l'information portée par les sous-porteuses de référence des symboles précédents de la salve descendante.
Comme précédemment, et pour chaque terminal /, la distorsion d'amplitude et de phase introduite par le canal montant est ensuite compensée par anticipation en multipliant les échantillons de chaque symbole de la salve montante par les quantités qui viennent juste d'être estimées. Les quantités
Figure imgf000018_0001
appliquées aux différents symboles de la salve montante peuvent être identiques ou non d'un symbole à l'autre. Dans le cas où elles sont identiques et en présence d'un canal non stationnaire, la prédistorsion représentée par ces quantités l H ',? est moins bien adaptée aux symboles transmis à la fin de la salve montante, la réponse du canal ayant entre temps évoluée. Il en découle un écart entre la prédistorsion idéale et la prédistorsion appliquée, écart qui augmente progressivement du premier symbole au dernier symbole de la salve montante.
Pour compenser ce phénomène, une solution consiste à générer chaque symbole de la salve montante avec une puissance qui dépend du rang dudit symbole dans la salve. La puissance d'émission légèrement plus élevée attribuée aux symboles transmis en fin de salve permet alors de compenser en partie la prédistorsion non optimisée appliquée à ces dits symboles.
Il est également possible d'agir, en complément ou comme alternative, sur le rendement du codage et/ou la modulation utilisés. Le choix de la longueur des salves exprimée en nombre de symboles sera bien évidemment optimisé en fonction notamment de la cohérence temporelle du canal, de la longueur des symboles, des contraintes liées au réseau, des débits à transmettre, des constellations et des techniques de codage utilisés,...
5. Second mode de réalisation : multiplexage en fréquence des voies montante et descendante
Une seconde variante de l'invention consiste à former un multiplex global de sous-porteuses orthogonales composé du signal émis en voie descendante par la station de base et des signaux émis en voie montante par les différents utilisateurs. Les sous-porteuses composant les différents signaux émis par les terminaux en voie montante sont entrelacées avec les sous-porteuses constituant le signal descendant émis par la station de base.
Les différentes porteuses constituant le signal global peuvent ainsi être orthogonales pour peu que les fréquences des oscillateurs de transposition des signaux générés par les différents terminaux et la station de base soient identiques. Dans chaque terminal et pour chaque symbole ', une estimation de la réponse fréquentielle du canal est effectuée en s'appuyant sur les sous-porteuses de référence insérées dans le multiplex de la voie descendante. Ainsi les différentes quantités Hj' ° sont obtenues pour chaque symbole j et pour toutes les sous-porteuses formant le signal montant ou descendant. Comme précédemment, sachant que le canal est réciproque et à la condition que le temps de cohérence tcoh du canal soit suffisamment supérieur à la durée d'un symbole OFDM, il est possible de compenser par anticipation la distorsion d'amplitude et de phase qui va être introduite par le canal montant en multipliant les échantillons avant la fonction FFT par les quantités 1 / H'; égales à l'inverse de la réponse fréquentielle du canal qui vient d'être estimée grâce au signal de la voie descendante.
En réception, dans la station de base, la démodulation est effectuée en appliquant une FFT au signal global constitué de la somme des signaux émis par les terminaux. Pour cette première variante, les signaux émis en voie descendante et en voie montante ont accès au canal de transmission en permanence et donc en même temps.
La figure 5 illustre l'exemple d'un multiplexage en fréquence entre les deux voies, voie montante 51 et voie descendante 52, au niveau de la sous- porteuse. II est bien évidemment possible de regrouper au sein d'un "bloc" un certain nombre de sous-porteuses d'une voie et d'effectuer le multiplexage entre les deux voies par blocs de sous-porteuses, comme l'illustre la figure 6, sur laquelle on a également représenté la voie descendante 61 et la voie montante 62.
Comme précédemment, les différentes quantités H. sont obtenues pour chaque symbole j et pour toutes les sous-porteuses formant le signal montant ou descendant.
Par ailleurs, il est possible de ne pas moduler une voire deux (ou plus) sous-porteuses situées à la frontière entre un bloc de sous-porteuses utilisé en voie descendante et un bloc de sous-porteuses utilisé en voie montante. Ceci peut permettre de limiter l'interférence interporteuse entre les deux voies lorsque les puissances des signaux montant et descendant sont fortement différentes ou lorsque les fréquences des oscillateurs de transposition ne sont pas strictement identiques.
Cette seconde possibilité utilisant le multiplexage en fréquence des voies montante et descendante peut notamment être envisagée lorsque le rapport (au niveau du terminal comme de la station de base) entre la puissance du signal émis et la puissance du signal reçu n'est pas trop élevé.
Ce problème lié au rapport des puissances des signaux émis et reçus en un point donné (terminal ou station de base) peut être fortement atténué en utilisant par exemple des dispositifs à base de duplexeurs qui sont mis en œuvre lorsqu'on souhaite utiliser la même antenne à l'émission et à la réception dans un système radar par exemple.
Le schéma de principe d'une autre solution possible à base de deux circulateurs actifs 71 et 72 offrant une isolation d'environ 30 dB (soit un rapport 1000) et d'un anneau hybride (coupleur à 180°) 73 est présentée en figure 7.
Dans ce dispositif, le circulateur 71 délivre donc un signal de puissance S2 + S 1/1000, et le circulateur 72 délivre un signal de puissance S 1/1000, où SI représente la puissance du signal à émettre et S2 la puissance du signal reçu. Le coupleur à 180° 73, réalisé à partir d'un anneau hybride en technologie micro ruban, permet de retrancher le signal à émettre de puissance SI atténué de 30 dB (soit S 1/1000) du signal composite (de puissance S2 + S 1/1000) généré en sortie du premier circulateur. Il est ainsi possible d'obtenir un signal reçu de puissance S2 relativement "propre".
Dans le but de préserver l'orthogonalité (aussi bien au niveau de la station de base que des terminaux) entre les différents signaux générés en voie montante et en voie descendante, il est possible de dimensionner en conséquence l'intervalle de garde conformément à la figure 8. Sur cette figure 8, on présente :
81 : signal reçu par le terminal 2 ; - 82 : signal émis par le terminal 2 ; 83 : signal reçu par le terminal 1 ;
84 : signal émis par le terminal 1 ;
85 : signal reçu par la station de base depuis le terminal 2 ;
86 : signal reçu par la station de base depuis le terminal 1. On considère comme précédemment un terminal 2 situé très près de la station de base et un terminal 1 situé à la distance L maximale correspondant à la limite de la zone couverte par cette station de base. Soit T le temps mis par le signal pour couvrir cette longueur L. Les différents signaux sont émis par la station de base en même temps et de façon synchrone. Le terminal 2 le reçoit instantanément alors que le terminal 1 le reçoit avec un décalage de T.
Chaque terminal peut émettre ces signaux en se synchronisant sur les signaux reçus. Les quantités Hj k estimées sur le signal reçu sont utilisées pour effectuer une prédistorsion du signal émis selon le principe déjà explicité avec un décalage qui peut être par exemple de deux symboles. Dans le cas d'un multiplexage en fréquence des signaux montant et descendant, il y a dans chaque terminal une orthogonalité parfaite entre les deux peignes de porteuses pour peu que les fréquences des oscillateurs de transposition utilisés dans la station de base et dans les terminaux soient identiques.
Au niveau de la station de base, le signal émis par le terminal 1 est reçu instantanément et le signal émis par le terminal 2 est reçu avec un décalage supplémentaire de T. Cependant, si l'intervalle de garde Δ est plus grand que 2T + τmax où τmax est égal à l'étalement de la réponse impulsionnelle du canal montant, les différents signaux reçus par la station de base ainsi que les signaux émis par cette même station restent orthogonaux. Comme précédemment et dans le but d'utiliser un intervalle de garde le plus court possible tout en cherchant à obtenir une orthogonalité parfaite entre les différents signaux générés en voie montante, il est possible d'émettre sur la voie montante ces signaux de telle façon qu'ils arrivent à la station de base en même temps. Dans ce cas, l'intervalle de garde devra simplement être dimensionné de telle façon à pouvoir absorber l'étalement τmax de la réponse impulsionnelle du canal montant.
On notera que ce mode de réalisation est également bien adapté à des connexions point-à-point.
6. Constitution de la voie montante Concernant la composition du signal global généré en voie montante, différentes solutions sont possibles aussi bien dans le cas du multiplexage temporel que fréquentiel. Deux d'entre elles sont ici décrites succinctement à titre d'exemples non limitatifs.
6.1 Solution A : Le signal global est obtenu en multiplexant fréquentiellement les différents
"peignes" de sous-porteuses des signaux OFDM des différents utilisateurs.
Dans ce cas, ces différents peignes seront de préférence entrelacés afin que chaque signal puisse bénéficier de l'indépendance en fréquence liée à la bande totale occupée. En outre, le peigne résultant de la voie montante est également entrelacé avec le peigne du signal descendant lorsque la solution du multiplexage fréquentiel des deux voies montante et descendante est choisie.
Les signaux émis par les différents utilisateurs en voie montante peuvent être par exemple du type "OFDM" ou du type MC-SS-MA. Dans ce dernier cas, chaque utilisateur peut transmettre sur son multiplex différentes données étalées par des codes différents conformément au principe exposé en Annexe 1.
6.2 Solution B :
Le signal généré en voie montante peut être également du type MC- CDMA. Dans ce cas, tous les signaux générés par les différents utilisateurs modulent l'ensemble des sous-porteuses dédiées à la voie montante, chaque terminal utilisateur utilisant un code d'étalement différent.
En outre, comme précédemment, si la solution du multiplexage fréquentiel des deux voies montante et descendante est choisie, les peignes de sous-porteuses des voies montante et descendante sont entrelacés.
7. Présentation d'exemples numériques particuliers Les exemples détaillés ci-après peuvent correspondre au cas d'un réseau utilisant la technique MC-CDMA en voie descendante et la technique MC-SS-MA en voie montante. Cependant, le signal descendant peut être également un signal OFDM "classique" diffusant un programme donné à tous les utilisateurs. En voie montante, le signal résultant peut également être un signal OFDM classique constitué du multiplexage fréquentiel des signaux OFDM émis par les différents utilisateurs sur une voie de retour.
7.1 Première possibilité : multiplexage en temps :
Le signal diffusé de la station de base vers les terminaux comprend N = 72 porteuses dont Np = 8 porteuses de référence. Il y a donc Nd = Le = 64 porteuses dites "utiles" qui transmettent les flux de données destinées aux différents utilisateurs, ces données ayant été au préalable, dans le cas d'un signal MC- CDMA, étalées dans le domaine fréquentiel en utilisant un code d'étalement de longueur Le = 64 propre à chaque utilisateur /.
Les signaux destinés aux différents utilisateurs sont synchrones et on utilise alors par exemple des codes d'étalement orthogonaux tels que les codes de Walsh-Hadamard ou de Golay. Le signal est généré en utilisant une FFT inverse à 128 points complexes.
Le nombre d'utilisateurs Nu ou de signaux différents en voie descendante peut donc varier de 1 à 64. En réception, dans le récepteur mobile de l'utilisateur /, l'estimation de la réponse du canal correspondant aux quantités H; est effectuée en s'appuyant sur les porteuses de référence insérées dans le multiplex. On obtient ainsi dans chaque terminal, conformément à ce qui a déjà été décrit, une estimation de la réponse fréquentielle du canal pour toutes les porteuses k de tous les symboles). Le signal peut ainsi être démodulé et détecté. Les multiplex des sous-porteuses constituant les signaux montant et descendant sont représentés sur la figure 9. Les bandes de fréquences occupées par les deux voies sont identiques. Les échanges en voie montante 92 et descendante 91 se font par salves de un ou plusieurs symboles.
En voie montante 92, chaque terminal peut envoyer un signal de type OFDM classique ou de type MC-SS-MA comprenant 8 porteuses utiles. Avant transmission dans le cas d'un signal MC-SS-MA, jusqu'à 8 données différentes pour chaque utilisateur peuvent être étalées par des codes d'étalement orthogonaux de longueur Le = 8. Dans cet exemple, neuf terminaux différents peuvent ainsi être actifs formant un multiplex de 72 sous-porteuses. Afin que chacun des signaux bénéficie de l'indépendance en fréquence liée à la bande totale occupée, les différents multiplex OFDM ou MC-SS-MA sont de préférence entrelacés, conformément à la figure 9.
Dans le but de compenser par anticipation la distorsion d'amplitude et de phase qui affectera le signal lors de la transmission du terminal vers la station de base, les échantillons générés sont multipliés dans chaque terminal avant la fonction FFT inverse par les quantités l H * égales à l'inverse de la réponse fréquentielle du canal qui vient d'être estimée grâce au signal de la voie descendante. On utilise ainsi le fait que sous certaines conditions, le canal peut être considéré comme invariant pendant deux durées symboles OFDM. Cette prédistorsion permet de ne pas avoir à insérer de porteuses pilotes dans le signal montant pour l'estimation de canal. Ainsi, l'efficacité spectrale et l'efficacité en puissance du système sont optimisées.
Pour cet exemple, la dimension des différentes fonctions FFT directe et inverse effectuées aussi bien dans le terminal que dans la station de base est donc de 128, un certain nombre de porteuses étant forcées à zéro sur les bords du spectre.
7.2 Seconde possibilité : multiplexage en fréquence : Un exemple de disposition des sous-porteuses constituant les signaux montant 101 et descendant 102 est représenté sur la figure 10. Les multiplex des deux voies montante et descendante sont entrelacés par blocs.
Le signal diffusé de la station de base vers les terminaux comprend comme précédemment N = 72 porteuses dont Np = 8 porteuses de référence. Il y a donc
Nd = Le = 64 porteuses dites "utiles" qui transmettent les flux de données destinées aux différents utilisateurs. Le signal est généré en utilisant une FFT inverse à 256 points. En voie montante 101, chaque terminal peut envoyer un signal de type
OFDM classique ou de type MC-SS-MA comprenant 8 porteuses utiles. Avant transmission dans le cas d'un signal MC-SS-MA, jusqu'à 8 données différentes pour chaque utilisateur peuvent être étalées par des codes d'étalement orthogonaux de longueur Le = 8.
Dans cet exemple, huit terminaux différents peuvent ainsi être actifs formant un multiplex de 64 sous-porteuses généré en utilisant cependant une FFT inverse à 256 points. Le nombre total de sous-porteuses est égal à 72 + 64 = 136, ce qui signifie que de chaque coté du spectre 60 sous-porteuses ne sont pas modulées.
Selon le principe déjà explicité, les quantités H/ sont estimées pour toutes les sous-porteuses de la voie montante et de la voie descendante grâce aux porteuses de référence du signal descendant. Les échantillons générés sont ensuite multipliés dans chaque terminal avant la fonction FFT inverse par les quantités l/ jC/ ', égales à l'inverse de la réponse fréquentielle du canal qui vient d'être estimée.
Dans le cas où on souhaite disposer d'un plus grand nombre de signaux pour la voie montante, le nombre de sous-porteuses consacrées à la voie montante peut être porté à 21x8 = 168 pour 21 utilisateurs. Si le nombre de sous-porteuses affectées à la voie descendante reste égal à 64+8 = 72, le nombre total s'élève à 240 sous-porteuses. Dans ce cas, la dimension des différentes fonctions FFT directe et inverse reste égale à 256. Sur chaque coté du spectre, 8 sous-porteuses ne sont alors pas modulées.
ANNEXE 1 Description de quelques techniques de transmission multiporteuse
1. Description du signal reçu dans le cas d'une modulation OFDM
Un modulateur OFDM transmet un symbole différent sur chaque sous- porteuse du multiplex. Ces symboles appartiennent à un alphabet donné définissant la modulation utilisée. Ainsi, on appellera Sj k le symbole transmis sur la sous-porteuse k du symbole OFDM y.
Si la durée de l'intervalle de garde est plus longue que l'étalement de la réponse impulsionnelle du canal et si ce dernier varie lentement par rapport à la durée d'un symbole OFDM, l'effet du canal sur la sous-porteuse k du symbole OFDM j peut être posé égal à Hj k = p] ke '" sur toute la durée de ce symbole. En réception, le signal généré en sortie du module réalisant la fonction de FFT peut alors s'écrire pour la sous-porteuse k du symbole OFDM j :
Rj,k = Hj kSj + n
où >ij ktst le terme de bruit. 2. Description d'un système MC-CDMA
La technique de modulation MC-CDMA étant encore aujourd'hui moins connue que la technique OFDM classique, on rappelle ici brièvement son principe, en relation avec la figure 1, qui présente un schéma de principe d'un émetteur MC-CDMA 11 et d'un récepteur 12 d'un utilisateur, en voie descendante.
Dans le modulateur MC-CDMA 11 représenté sur la figure 1, et connu en lui-même, le flux de données est tout d'abord étalé dans le domaine fréquentiel en utilisant un code d'étalement, puis transmis sur les différentes sous-porteuses du multiplex OFDM.
Le produit d'une fraction de chaque donnée d'origine par un chip du code d'étalement de longueur Lc est ainsi transmis par chacune des N sous-porteuses. Ainsi chaque symbole J , affecté à l'utilisateur / (avec / = l,...,Lc) et transmis durant le symbole OFDM j, est multiplié par son code d'étalement spécifique C, = [cι',Cι2,...,CιU]τ de longueur Lc, où [ signifie vecteur transposé.
La figure 1 représente donc le schéma du modulateur global 11 et du récepteur 12 de l'utilisateur 1 dans le cas de la voie descendante d'un réseau. Les différentes données xJ l destinées aux différents utilisateurs / sont multipliées de façon synchrone par leur code d'étalement (111), sommées (112) puis réparties distribuées en fréquence (113) et entrelacées (114) afin d'obtenir un signal résultant qui est présenté à l'entrée du modulateur OFDM 115.
Ce dernier réalise les opérations de Transformée de Fourier inverse et d'ajout de l'intervalle de garde. Le nombre maximum d'utilisateurs pouvant ainsi être multiplexes est égal à la longueur Lc des codes d'étalement. Sur cette figure l'indice temporel y' n'est pas indiqué afin de ne pas alourdir les notations.
Le vecteur des symboles transmis durant le "" symbole MC-CDMA par tous les utilisateurs peut s'écrire Λ_ . = [x'l,χ!2,...,x?l,...,x'Lc]τ avec x1, = 0 quand l'utilisateur / n'est pas actif. La matrice des codes C est alors égale à :
Figure imgf000028_0001
où le lime vecteur colonne de C correspond au code d'étalement C, de l'utilisateur /.
Dans le cas d'une liaison descendante où les différents signaux s'adressant aux différents utilisateurs sont émis de façon synchrone, les codes utilisés sont généralement choisis orthogonaux, ce qui permet d'obtenir en réception une meilleure réjection des interférences entre utilisateurs.
Ainsi, avec des codes de Walsh-Hadamard, le nombre maximal d'utilisateurs Nu est égal au nombre de chips par code. Généralement, le nombre Le de chips du code d'étalement est choisi égal au nombre N de sous-porteuses mais des variantes sont possibles pour mieux dimensionner le signal généré vis à vis des conditions de transmission (canal 13, aspect cellulaire...). 3. les techniques de détection en MC-CDMA
Dans un récepteur MC-CDMA 12, le désétalement 121 est réalisé dans le domaine fréquentiel après l'opération de Transformée de Fourier
Directe mise en œuvre dans le démodulateur OFDM 122. Ce dernier alimente d'une part un module d'estimation de canal 123 et, par l'intermédiaire d'un module de dés entrelacement 124, un module d'égalisation 125, qui tient compte de l'estimation de la réponse du canal.
Après remise en série 126 des échantillons, on procède donc au désétalement 121, puis au décodage, par seuillage 127. L'utilisation de codes orthogonaux, tels que les codes de Walsh-Hadamard dans le cas d'un système synchrone, garantit dans un canal gaussien l'absence d'interférences d'accès multiple.
En revanche, lors d'une transmission dans un canal 13 sélectif en fréquence, l' orthogonalité entre les codes est détruite ce qui crée des interférences entre utilisateurs. Dans l'hypothèse où la durée de l'intervalle de garde est plus longue que l'étalement de la réponse impulsionnelle du canal, et que celui-ci varie lentement par rapport à la durée du symbole, l'effet du canal sur la kème sous- porteuse peut être estimé sur toute la durée du symbole j par une composante complexe notée Hj k = pj k e'θ'k. Dans ce cas, la matrice du canal est diagonale et égale sur toute la durée du symbole j à :
Figure imgf000029_0001
En notant N- = [nμ, nj 2,...,n] N le vecteur représentant les termes de bruit et nj kle terme de bruit affectant la k"me sous-porteuse de variance σN 2 = E(\nJ k\2), k = E....N, le vecteur généré en sortie de la FFT durant le symbole; est alors :
Rj = [Rj,ι, RJ,2, ...,RJ,N]τ = Hj.C.Xj + Nj Les techniques de détection mono-utilisateur consistent à détecter le signal utile sans prendre en compte l'interférence entre utilisateurs. Après l'opération de Transformée de Fourier Directe, le signal reçu est égalisé dans le domaine fréquentiel en multipliant chaque symbole reçu par un coefficient gj k propre à chaque sous-porteuse, dans le but de compenser l'atténuation pj k et le déphasage θj k introduits par le canal à la fréquence considérée. Les différentes méthodes de détection mono-utilisateurs sont les suivantes (liste non exhaustive) :
• Maximum Ratio Combining (MRC) : la méthode MRC est optimale vis à vis du taux d'erreurs dans le cas où un seul utilisateur est actif. Elle consiste à multiplier chaque symbole par la réponse complexe conjuguée du canal :
G,k = κ>
• Equal Gain Combining (EGC) : la technique de détection EGC corrige uniquement la distorsion de phase du canal : G,, = H , /|H |
• Orthogonality Restoring Combining (ORC) ou Zéro Forcing (ZF) : la technique ORC permet d'éliminer intégralement l'interférence entre utilisateurs en restituant F orthogonalité entre les différents codes d'étalement. Dans ce cas, les coefficients sont égaux à :
G k ^I H k = H k l, H J.k
• Minimum Mean Square Error (MMSE). L'égalisation classiquement proposée en MC-CDMA selon le critère MMSE a pour but de minimiser indépendamment sur chaque porteuse k la valeur quadratique moyenne de l'erreur entre le signal émis et son estimation générée en sortie de l'égaliseur. Les coefficients sont alors égaux à :
Figure imgf000030_0001
où ,/test le rapport signal à bruit pour la sous-porteuse k du symbole J-
D'autres techniques de détection existent, notamment les techniques de détection multi-utilisateurs linéaires et non linéaires. Toutes les techniques de détection mono et multi-utilisateurs ont pour point commun de nécessiter de disposer dans le récepteur d'une estimation de la réponse fréquentielle du canal pour toutes les sous-porteuses k de tous les symboles
4. La technique de modulation MC-SS-MA
Dans le cas d'un système MC-SS-MA ("MultiCarrier - Spread Spectrum - Multiple Access"), chaque utilisateur transmet un signal de type MC-CDMA en utilisant de façon exclusive son propre jeu de sous-porteuses. Cette technique est notamment décrite par S. Kaiser, dans l'article "Multi-Carrier CDMA mobile radio Systems - Analysis and optimisation of détection, decoding and channel estimation" (PhD thesis, VDI Verlag GmbH, Dϋsseldorf, 1998).
Les différents peignes de sous-porteuses utilisés par les différents utilisateurs sont multiplexes fréquentiellement tout en vérifiant les conditions d'orthogonalité.
Chaque utilisateur met à profit l'accès multiple offert par les codes pour transmettre plusieurs données simultanément sur son peigne de sous-porteuses.
Les techniques de démodulation et de détection sont les mêmes que celles déjà présentées pour un signal MC-CDMA. L'estimation de la réponse du canal peut également être effectuée en utilisant des sous-porteuses de référence.
ANNEXE 2 Les techniques d'estimation de canal
Dans le cas d'un système OFDM "classique" comme pour un système MC- CDMA, la démodulation cohérente du signal en réception nécessite d'estimer dans le récepteur la réponse du canal hj k pour toutes les sous-porteuses k et tous les symboles/
Pour cela, la technique classiquement utilisée et maintenant bien connue consiste à insérer des sous-porteuses pilotes ou sous-porteuses de référence dans le peigne OFDM. Ces sous-porteuses sont modulées à l'émission par des symboles connus du récepteur. En réception, le signal généré en sortie de la FFT pour ces sous-porteuses pilotes peut alors s'écrire :
R Jjt = Hj,k Wj,k + "j,k
où WJιk est un symbole particulier connu du récepteur modulant la porteuse k du symbole j.
Ainsi en réception, il est possible d'obtenir une estimation H,,* de la réponse du canal en effectuant uniquement pour les porteuses de référence l'opération suivante :
H '
Figure imgf000032_0001
L'estimation du canal pour toutes les porteuses k et tous les symboles; est ensuite obtenue à l'aide de techniques d'interpolation.
Ensuite, l'application à un signal OFDM classique comme à un signal MC- CDMA utilisant par exemple la technique ORC ou "Zéro forcing" permet comme on l'a déjà vu de compenser la distorsion de phase et d'amplitude introduite par le canal. Cela conduit à multiplier pour toutes les sous-porteuses les quantités générées en sortie de la FFT par l'inverse de l'estimation de la réponse du canal. On obtient ainsi une estimation SJιk de chaque symbole émis en effectuant l'opération suivante :
_ Rj..k L _ R l^j ,.k L .-H" j ,,k
SJ* ≈ H ..* H ..*
Dans le cas d'un signal OFDM classique, le symbole Sj k correspond au symbole de modulation transmis sur la porteuse k du symbole j. Dans le cas d'un signal MC-CDMA avec un seul utilisateur / ce symbole SJιk est égal au produit de la donnée X1, multipliée par le chip c,k du code d'étalement de l'utilisateur /.
Le nombre Nref de porteuses de références nécessaires pour effectuer dans tous les cas une bonne estimation de la réponse du canal dépend des propriétés de corrélation temporelle et fréquentielle du canal. Ainsi, une bonne estimation sera obtenue si la disposition des porteuses de référence permet d'échantillonner suffisamment la réponse du canal selon les axes temporel et fréquentiel. En première approximation, le nombre de porteuses de référence à insérer peut être évalué par :
ref ^-^max d max
où : est un coefficient de proportionnalité qui dépend principalement de la bande totale occupée par l'ensemble du signal à porteuses multiples, τmax est égal à l'étalement de la réponse impulsionnelle du canal qui est inversement proportionnelle à la bande de cohérence du canal, f.max est la fréquence doppler maximale. L'étalement de la réponse impulsionnelle du canal caractérise la sélectivité fréquentielle du canal. La fréquence doppler maximale, quant à elle, est liée au temps de cohérence du canal qui est généralement évalué partco/l ≈ l/2/dmax
En outre, si le taux d'insertion moyen des porteuses de référence dans un multiplex OFDM comprenant un total de N sous-porteuses est égal à Qref = Nref I N, la perte d'efficacité en puissance induite est égale à 101og,0( NI (N- Nref)).

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de transmission bidirectionnelle d'au moins un signal à porteuses multiples entre une station de base et au moins un terminal via un canal de transmission présentant au moins une voie descendante de ladite station de base vers ledit au moins un terminal, portant un signal descendant multiporteuse, et au moins une voie montante dudit au moins un terminal vers ladite station de base, portant un signal montant multiporteuse, vue de ladite station de base, ledit signal montant étant formé d'une combinaison de signaux émis par au moins un desdits terminaux et comprenant chacun au moins une fréquence porteuse, caractérisé en ce qu'il comprend, dans au moins un desdits terminaux :
- une étape d'estimation de la fonction de transfert dudit canal de transmission, par analyse d'au moins une porteuse de référence, de valeur et de position à l'émission connues, présente dans ledit signal descendant multiporteuse, déterminant au moins une information représentative de ladite estimation ;
- une étape de prédistorsion d'un signal à émettre par ledit au moins un terminal sur ladite voie montante, en fonction de ladite information représentative de ladite estimation, de façon à exploiter la réciprocité dudit canal de transmission ; et - une étape d'émission dudit signal à émettre, sans insertion de porteuses de référence destinées à l'estimation dudit canal de transmission.
2. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 1, mettant en œuvre au moins deux terminaux, caractérisé en ce que ledit signal montant multiporteuse est vu par ladite station de base comme un signal unique et formé par la combinaison des signaux émis par au moins certains desdits terminaux.
3. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite étape de prédistorsion met en œuvre une multiplication dudit signal émis sur ladite voie montante par l'inverse d'une estimation de ladite fonction de transfert, estimée à partir d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante.
4. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il met en œuvre un multiplexage temporel d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et dudit signal montant.
5. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une transmission par salves sur ladite voie montante et/ou sur ladite voie descendante.
6. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu'il met en œuvre un multiplexage fréquentiel d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et dudit signal montant.
7. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 6, caractérisé en ce que les porteuses dudit signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et les porteuses dudit signal montant sont entrelacées.
8. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 6, caractérisé en ce que ledit multiplexage met en œuvre un multiplexage d'au moins deux sous-bandes, constituées chacune d'au moins deux porteuses adjacentes, au moins une desdites sous-bandes étant allouée à ladite voie montante, et au moins une autre desdites sous-bandes étant allouée à ladite voie descendante.
9. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 6 à 8, caractérisé en ce qu'au moins une porteuse située à la frontière entre un bloc de porteuses dudit signal montant et un bloc de porteuses dudit signal émis sur ladite voie descendante n'est pas modulée.
10. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que ledit signal émis sur ladite voie descendante sous la forme d'un signal à porteuses multiples comprend une pluralité de porteuses modulées par des éléments de référence dont la valeur et la position à l'émission sont connues desdits terminaux, appelées porteuses de référence, et d'une pluralité de porteuses modulées par des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori desdits terminaux, appelées porteuses informatives.
11. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caractérisé en ce que ledit signal montant à porteuses multiples ne comprend que des porteuses modulées par des éléments de données informatifs, dont la valeur à l'émission n'est pas connue a priori de ladite station de base, appelées porteuses informatives.
12. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 2 à 11, caractérisé en ce que ledit signal montant est formé par multiplexage fréquentiel de peignes de porteuses associés aux signaux à porteuses multiples émis par au moins certains desdits terminaux.
13. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'on maximise l'espacement fréquentiel entre deux porteuses d'un signal à porteuses multiples émis par chaque terminal, sur l'intégralité de la bande de fréquence allouée à ladite voie montante, de façon à optimiser un critère d'indépendance en fréquence.
14. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 13, caractérisé en ce qu'il met en œuvre un multiplexage par codes d'étalement, sur ladite voie montante et/ou sur ladite voie descendante.
15. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une modulation de l'ensemble des porteuses allouées audit signal montant par au moins un signal émis par au moins un desdits terminaux, chacun desdits terminaux mettant en œuvre un code d'étalement différent.
16. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 14, caractérisé en ce que les porteuses allouées à ladite voie montante sont organisées en au moins deux jeux de porteuses, chacun desdits terminaux se voyant alloué au moins un jeu de porteuses.
17. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 16, caractérisé en ce que chacun desdits terminaux met en œuvre un code d'étalement sur le ou les jeux de porteuses qui lui sont attribué(s).
18. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 17, caractérisé en ce que lesdits signaux émis sur ladite voie montante appartiennent au groupe comprenant : les signaux de type OFDM (en anglais "Orthogonal Frequency Division Multiplex") ; les signaux de type MC-CDMA (en anglais "Multi-Carrier Code Division Multiple Access" pour "Modulations à porteuses multiples et à accès multiple par code de répartition") ; les signaux de type MC-SS-MA (en anglais "MultiCarrier - Spread Spectrum - Multiple Access" pour "Modulations à porteuses multiples à étalement de spectre et à accès multiple") ; les signaux de type MC-DS-CDMA (en anglais "MultiCarrier - Direct Séquence - Code Division Multiple Access" pour "Modulations à porteuses multiples à séquence directe et à accès multiple par code de répartition") ; les signaux de type MT-CDMA (en anglais "MultiTone - Code Division Multiple Access" pour "Modulations multipilotes à accès multiple par code de répartition").
19. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 2 à 18, caractérisé en ce qu'il comprend une étape de contrôle de l'instant d'émission d'au moins certains signaux émis par lesdits terminaux sur ladite voie montante, en fonction d'au moins une caractéristique dudit canal de transmission.
20. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 19, caractérisé en ce que lesdits signaux sont émis de façon à arriver de manière sensiblement synchrone à ladite station de base.
21. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 19 et 20, caractérisé en ce que lesdits signaux comprennent un intervalle de garde, dimensionné de façon à pouvoir absorber au moins l'étalement de la réponse impulsionnelle dudit canal sur ladite voie montante.
22. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 2 à 18, caractérisé en ce que lesdits signaux comprennent un intervalle de garde, dimensionné de façon à pouvoir absorber au moins l'étalement de la réponse impulsionnelle dudit canal sur ladite voie montante et le double du temps de propagation d'un signal entre ladite station de base et le terminal le plus éloigné de ladite station de base.
23. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que pour au moins certains symboles du signal de ladite voie montante, au moins certains desdits terminaux mettent en œuvre, en remplacement et/ou en complément de ladite prédistorsion, un traitement permettant une meilleure réception dans ladite station de base.
24. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 23, caractérisé en ce que ledit traitement permettant une meilleure réception comprend une augmentation de la puissance d'émission.
25. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 23 et 24, caractérisé en ce que ledit traitement permettant une meilleure réception est mis en œuvre en fonction de l'ancienneté de et/ou d'une information de confiance associée à ladite information représentative de l'estimation de la fonction de transfert du canal de transmission.
26. Procédé de transmission bidirectionnelle selon l'une quelconque des revendications 1 à 25, caractérisé en ce qu'il met en œuvre une étape de séparation desdites voies montante et descendante, dans ladite station de base et/ou dans au moins un desdits terminaux.
27. Procédé de transmission bidirectionnelle selon la revendication 26, caractérisé en ce que ladite étape de séparation met en œuvre au moins un circulateur et/ou au moins un anneau hybride.
28. Application du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 27 à l'un au moins des domaines appartenant au groupe comprenant : la radiocommunication, et notamment les systèmes de radiocommunication mobile de type UMTS et/ou post-UMTS ; la diffusion d'un signal de télévision numérique hertzienne avec voie de retour ; les réseaux locaux ; les liaisons bidirectionnelles point à point.
29. Système de transmission bidirectionnelle d'un signal à porteuses multiples, comprenant une station de base et au moins un terminal reliés par un canal de transmission présentant au moins une voie descendante de ladite station de base vers ledit au moins un terminal et au moins une voie montante dudit au moins un terminal vers ladite station de base, portant un signal montant multiporteuse, caractérisé en ce qu'il met en œuvre un procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 27.
30. Terminal de communication pouvant émettre et recevoir au moins un signal à porteuses multiples à destination et en provenance d'une station de base, par l'intermédiaire d'un canal de transmission présentant une voie descendante de ladite station de base vers ledit terminal et une voie montante dudit terminal vers ladite station de base, caractérisé en ce qu'il comprend des moyens d'estimation de la fonction de transfert dudit canal de transmission, par analyse d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante, délivrant au moins une information représentative de ladite estimation, et des moyens de prédistorsion d'un signal à émettre sur ladite voie montante, en fonction de ladite information.
31. Signal à porteuses multiples véhiculé par l'intermédiaire d'un canal de transmission bidirectionnel présentant au moins une voie descendante d'une station de base vers au moins un terminal et au moins une voie montante d'un desdits terminaux vers ladite station de base, portant un signal montant multiporteuse, vu par ladite station de base comme un signal unique et formé par la combinaison des signaux émis par au moins un desdits terminaux, caractérisé en ce qu'il comprend un multiplex fréquentiel d'un signal émis par ladite station de base sur ladite voie descendante et dudit signal montant, lesdits signaux émis par ledit au moins un terminal étant prédistordus préalablement à leur émission en fonction d'au moins une information représentative d'une estimation de la fonction de transfert dudit canal de transmission, déterminée à partir dudit signal émis sur ladite voie descendante.
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