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WO2002084931A1 - Procede de codage/decodage d'un flux de donnees numeriques codees abec entrelacement sur bits en emission et un reception multiple en presence d'interference intersymboles et systeme correspondant - Google Patents

Procede de codage/decodage d'un flux de donnees numeriques codees abec entrelacement sur bits en emission et un reception multiple en presence d'interference intersymboles et systeme correspondant Download PDF

Info

Publication number
WO2002084931A1
WO2002084931A1 PCT/FR2002/001276 FR0201276W WO02084931A1 WO 2002084931 A1 WO2002084931 A1 WO 2002084931A1 FR 0201276 W FR0201276 W FR 0201276W WO 02084931 A1 WO02084931 A1 WO 02084931A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
bits
coded
stream
generate
interleaved
Prior art date
Application number
PCT/FR2002/001276
Other languages
English (en)
Inventor
Antoine Berthet
Raphaël Visoz
Original Assignee
France Telecom
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom filed Critical France Telecom
Priority to EP02732814A priority Critical patent/EP1378089B1/fr
Publication of WO2002084931A1 publication Critical patent/WO2002084931A1/fr

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding
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    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03171—Arrangements involving maximum a posteriori probability [MAP] detection
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03337—Arrangements involving per-survivor processing

Definitions

  • the invention relates to a method for coding / decoding a stream of coded digital data with bit interleaving in transmission and in multiple reception in the presence of intersymbol interference and a corresponding system.
  • the coding / decoding method and the system which are the subject of the invention are more particularly suited to the implementation of high or very high speed radio frequency transmission systems usable in the context of mobile telephony. or, where appropriate, in the field of radio frequency linkage between electronic devices, in any environment, particularly severe.
  • the transmission of digital data with a high degree of reliability and security encounters a major obstacle, that of the transmission of this data via a variable transmission channel and the characteristics are not known a priori.
  • the digital data transmitted are subdivided into symbols, constituted by sequences of bits of these data, each symbol allowing the modulation of a carrier radio wave transmitted on the channel.
  • TDMA Multiple Time Division Multiple Access
  • Radiofrequency transmission channels are known by the fact that they are both frequency selective and time varying. The temporal variation is consecutive to the mobility or the speed of the user (s). Their frequency selectivity results from the conditions of propagation of the radiofrequency signals by multipaths and from the destructive superimposition of the received signals, resulting from the propagations on these different paths. The frequency selectivity phenomenon causes an intersymbol interference phenomenon, detrimental to the quality of the transmission and of the detection of these symbols on their reception. The phenomenon of intersymbol interference and the complexity of the receivers are significantly increased with the transmission rate.
  • these processes consist in applying an external code to an original digital stream
  • Such a more elaborate process corresponds to the illustrative diagram as represented in FIG. 1b in which the demultiplexing on a given number of channels, after the interleaving process, makes it possible to implement the multiple transmission process, as shown in the above-mentioned figure.
  • Such a process is essentially implemented for a Rayleigh channel, that is to say for a transmission channel with memory effect practically absent, that is to say in the absence of phenomenon of intersymbol interference.
  • Such a process cannot therefore easily be implemented in a real environment in which the phenomenon of intersymbol interference is always present, in particular in the context of high or very high speed transmissions, the conditions of high or very high speed transmission. having the effect of greatly increasing the aforementioned intersymbol interference phenomenon, due to the aforementioned memory effect.
  • the present invention relates to a method and a system for decoding a stream of coded digital data with bit interleaving in transmission and in multiple reception in the presence of intersymbol interference.
  • the purpose of the decoding method and system within the meaning of the present invention, is to remedy the drawbacks and to overcome the shortcomings of the processes and techniques of the prior art.
  • the decoding method and system, objects of the present invention are more particularly suited to the implementation of radio frequency interfaces to guarantee high spectral efficiency.
  • An object of the present invention is to provide a method and a system for decoding a stream of coded digital data with bit interleaving in transmission and in multiple reception in the presence of intersymbol interference, both simple in their implementation. and robust.
  • Another object of the present invention is the implementation of a decoding method and system which are particularly suitable for defining and producing particularly robust radio frequency interfaces with very frequency-selective transmission channels, or so equivalent, making it possible to combat very effectively the phenomenon of intersymbol interference.
  • Another object of the present invention is finally to provide a method and a system for decoding coded digital data with interleaving on bits in transmission and in reception more particularly adapted to the implementation of radio frequency interfaces making it possible to achieve very good performance in terms of bit and frame error rate with limited signal-to-noise ratio.
  • This operating process makes it possible, upon reception, to decode all of the elementary digital streams transmitted, from a priori information on the coded bits
  • the method and the system for decoding a stream of coded digital data with bit interleaving in transmission and in multiple reception on a transmission channel generating intersymbol interference consists in, respectively makes it possible to receive, on a plurality p of reception antennas, this stream of coded digital data with interleaving on bits in transmission and in multiple reception constituted by this set of elementary digital streams transmitted on this channel transmission, these reception antennas being in number p independent of the number v of transmission antennas and forming a network of reception antennas with spatial diversity to define a set of elementary streams of symbols of received modulation, subject this set of elementary streams of received modulation symbols to an iterative process of equalization of the transmission channel and of multilayer joint detection by means of an extrinsic information stream on the bits coded by this external code and interleaved, this extrinsic information flow constituting a priori information, to generate a first extrinsic information flow on
  • FIG. 2 represents, by way of illustration, a flow diagram of the method for coding a stream of coded digital data with bit interleaving in transmission and in multiple reception in the presence of intersymbol interference, within the meaning of the present invention
  • FIG. 3a represents, by way of illustration, a flow diagram of the decoding method, object of the present invention, of a stream of digital data coded in transmission and in multiple reception, in accordance with the coding method illustrated in FIG. 2;
  • FIG. 3b represents, by way of illustration, a flow diagram of a detail of implementation of an iterative process of equalization and multilayer joint detection within the framework of the decoding method according to the invention as represented in FIG. 3b;
  • FIG. 3c represents, by way of illustration, a flow diagram of a detail of implementation of a flexible input / output decoding process, from an external code, making it possible to obtain an extrinsic information flow on coded bits, resulting from decoding from this external code;
  • FIG. 3b represents, by way of illustration, a flow diagram of the decoding method, object of the present invention, of a stream of digital data coded in transmission and in multiple reception, in accordance with the coding method illustrated in FIG. 2;
  • FIG. 3b represents, by way of illustration,
  • FIG. 4a represents, by way of illustration, a functional diagram of a coding system for a stream of coded digital data with bit interleaving in transmission and in multiple reception in the presence intersymbol interference, within the meaning of the present invention
  • FIG. 4b represents, by way of illustration, a functional diagram of a decoding system, object of the present invention, of a stream of coded digital data with interleaving on bits in transmission and in multiple reception in the presence of intersymbol interference, according to the coding method illustrated in Figure 2 and by means of the coding system shown in Figure 3a
  • FIG. 5a represents, by way of illustration, a diagram of the value of the bit error rate as a function of the signal to noise ratio during the implementation of a coding process of the prior art illustrated in FIG.
  • FIG. 5b represents, by way of illustration, a diagram of the value of the bit error rate as a function of the signal to noise ratio during the implementation of the coding method, within the meaning of the present invention, as represented in FIG. 2, for a multiple transmission with three transmission antennas in phase modulation with two MDP 2 states, the decoding being carried out in accordance with the decoding method object of the present invention by equalization and iterative joint detection of BCJR type;
  • FIG. 5b represents, by way of illustration, a diagram of the value of the bit error rate as a function of the signal to noise ratio during the implementation of the coding method, within the meaning of the present invention, as represented in FIG. 2, for a multiple transmission with three transmission antennas in phase modulation with two MDP 2 states, the decoding being carried out in accordance with the decoding method object of the present invention by equalization and iterative joint detection of BCJR type;
  • FIG. 5b represents, by way of illustration, a diagram of the value of the bit error rate as a function of the signal to
  • 5c represents, by way of illustration, a diagram of the value of the bit error rate as a function of the signal to noise ratio during the implementation of the coding method and of the decoding method object of the present invention, for a number of transmitting antennas equal to 4;
  • 5d represents, by way of illustration, a comparative diagram of the value of the bit error rate as a function of the signal to noise ratio during the implementation of the coding method and of the decoding method object of the present invention, the equalization and multilayer joint detection process being a GPSP process consisting in keeping ⁇ survivors per node of the overall reduced trellis, the calculation of the weighted outputs consisting of a generalized SOVA type process, the comparative diagram being established for different values of the number ⁇ of survivors vis-à-vis an optimal BCJR process.
  • the initial flow of digital data IDS is subjected, in a step A, to external coding by means of a performance code determined to generate a coded digital flow.
  • the code used to perform the external coding is denoted C °. More specifically, it is indicated that the external code can advantageously be constituted by a trellis code or, equivalently, by a combination of trellis codes.
  • the coded digital stream obtained following step A is denoted C ° DS in FIG. 2.
  • the digital coded stream C ° DS is then subjected to a step B, after a subdivision into successive blocks for example, to a process of interleaving by blocks to generate a digital coded interlaced stream, denoted ILC ° DS, thus presenting, due to the fact , on the one hand, external coding in step A and interleaving, on the other hand, a time diversity.
  • step B can be implemented by means of a random interleaver system denoted ⁇ .
  • Step B is itself followed by a step C consisting in submitting the coded and interleaved digital stream ILC ° DS to a demultiplexing, the coded and interleaved digital stream ILC ° DS being, by this operation, subdivided into a given number v of elementary interleaved coded digital streams, all of these elementary interleaved coded digital streams being noted in the figure 2:
  • each elementary interleaved digital stream in fact constitutes a layer of rank m, which, in addition to the quality of temporal diversity introduced due to the external coding and the interleaving, allows, as will be described later in the description, to introduce specific spatial coding.
  • the interleaved coded digital stream layers are made up of frames, at the rate of one frame per layer of rank m.
  • each layer of rank m is itself subdivided into N bursts ⁇ . "'! TM] of ⁇ bits
  • u TM ju TM ⁇ , ..., u TM qm j, these ⁇ bits comprising the tail bits constituting learning bits, formed for example by sequences CAZAC, known as such.
  • Each burst is subjected to a modulation by a Q m -aire modulator, which makes it possible to associate with any input symbol u TM a symbol
  • step D there is on each modulation channel a symbol Q m -aire denoted EILCDSm, where m denotes the rank of the modulation channel.
  • Step D is itself followed by a step E consisting in transmitting each symbol Q m -aire EILCDS m previously mentioned on a transmission channel by means of a separate transmitting antenna.
  • the set of separate transmitting antennas forms a network with spatial diversity and consequently makes it possible to generate, from each symbol Q m -aire EILCDS m , a set of streams elementary transmitted digital having a spatial and temporal diversity, on the one hand, due to the external coding introduced taking into account the block interleaving, and the distribution of the emission on the set of the distinct transmitting antennas, on the other hand.
  • this set of transmit antennas forms a network with spatial diversity, each separate transmit antenna constituting this network being distant from a separate transmit antenna close to a distance greater than ⁇ 0 , where ⁇ 0 designates the wavelength of the carrier wave making it possible to ensure the transmission by modulation of each of the symbols Q m -aire obtained at the end of step D.
  • the coding method thus makes it possible, on reception, to decode the Q m -aire symbols constituting the set of elementary digital streams transmitted
  • the aforementioned learning symbols allow, after transmission, to carry out a prior evaluation the impulse response of the transmission channel, the transmission channel consisting of a plurality of propagation paths between the transmitter and the receiver, each path constituting an elementary transmission channel.
  • a frequency-selective and time-variable radio frequency channel can be modeled by the response. pulse in discrete time of the equivalent channel, including of course the emission and reception filters of shaping usually used, each corresponding elementary transmission channel being noted for this reason:
  • ⁇ c denotes the constraint length in number of symbols transmitted, constraint length representative of the memory of the channel.
  • All the elementary channels are considered to have the same constraint length ⁇ c . Such an assumption is permissible since the number of individual multipath components is essentially determined by the wide structures and the reflecting objects. If, in accordance with the method within the meaning of the present invention, the burst-by-burst transmission is taken into account, then the elementary transmission channels and the resulting transmission channel are static for the duration of a burst transmission and change in a manner independent from one salvo to another. Under these conditions, the value ⁇ can be considered, as a first approximation, as a measure of the coherence time of the aforementioned channel. These conditions make it possible to establish an acceptable modeling for quasi-static multi-path channels with slowly varying frequency fading and frequency hopping.
  • each reception antenna of rank r observes, under these conditions, a set of transmitted symbols corresponding to the elementary digital stream transmitted ⁇ TEILCDS m ⁇ TM ⁇ ⁇ 'and verifying the relation (2):
  • ⁇ represents a sample of complex noise with zero mean value and variance 2 ⁇ 2 .
  • ⁇ j. is a complex symmetric Gaussian variable, that is to say a variable whose real part and imaginary part are decorrelated and of the same energy ⁇ 2 .
  • the decoding method, object of the invention consists, in a step F, in receiving the data stream digital coded constituted by the set of elementary digital streams transmitted on a transmission channel, this set of elementary digital streams being noted being ⁇ TEILCDS m ⁇ TM ⁇ , this reception being carried out on a plurality p of reception antennas.
  • the set of reception antennas is
  • reception antennas in a number independent of the number of transmitting antennas, can be in number less than or equal to the number v of transmitting antennas and form, in accordance with an advantageous aspect of the decoding method, object of the present invention, a network of reception antennas with spatial diversity, for defining a set of elementary streams of received modulation symbols, this set of elementary streams of received modulation symbols being noted, at the end of step F of the FIG. 3a, (MSDS-./ ⁇ " ⁇ . It is understood in particular that each modulation symbol received is a symbol of the form y ⁇ verifying the relation (2) previously mentioned in the description.
  • Step F is then followed by step G consisting in subjecting the set of elementary streams of modulation symbols received ⁇ MSDS r ⁇ f to an iterative process of equalization of the transmission channel and of multilayer joint detection by means of d an extrinsic information flow on the bits coded by the external code and interleaved, this extrinsic information flow being derived from a decoding from the external code.
  • EIDS api.
  • step G is followed by a step H consisting in subjecting the first extrinsic information flow EIDSi to a deinterlacing, denoted ⁇ "1 , to generate a second extrinsic information flow on the coded bits originating from the process d equalization and multi-layer joint detection, this second extrinsic information flow being denoted EIDS 2 in FIG. 3a.
  • the deinterlacing operation is the reverse operation of the interleaving operation carried out during the implementation of the method coding, this deinterlacing process being noted, for this reason, ⁇ "1 in FIG. 3a.
  • the second extrinsic information flow on the coded bits EIDS 2 is then subjected, in step I, to a decoding from the external code C ° to generate a third extrinsic information flow on the coded bits, denoted EIDS 3 , resulting from decoding from the external code C °. It is noted that, during this operation I, the decoding further provides an estimate of the value of the initial digital signal, noted for this reason -DS.
  • the third extrinsic information flow is subjected to an interleaving operation in step J to generate the extrinsic information flow on the bits coded by the first external code and interleaved EIDS constituting 1 ' a priori information on the coded bits, denoted api.
  • This a priori information is then reinjected in step K, symbolized by the feedback loop, in the iterative process of equalization of the transmission channel and of multilayer joint detection, that is to say in step G of Figure 3a.
  • the decoding method, object of the present invention essentially consists in performing an equalization and a multilayer joint detection of the coded data, this equalization and this joint detection being iteratively associated with the external decoding by means of the code C ° to benefit from information a priori on the coded bits api resulting from the successive implementation of steps G, H, I and J. It is understood in particular that the flow of information extrinsic on the bits coded by the first external code and interleaved, the flow denoted EIDS in FIG.
  • the information a priori reinjected into the process of equalization and joint detection of the SISO type is advantageously constituted by a logarithmic value of the a priori probability ratio of the value of the coded bits, this logarithmic value constituting the extrinsic information on the bits coded by the external code and interleaved.
  • the process G of equalization and of multilayer joint detection consists in demultiplexing, in a step Gi, the flow of information extrinsic on the bits coded by the first external code and interleaved EIDS, constituting the information a priori api, in a set of information flows a priori on the bits of the coded and interleaved digital flow layers, this set of information flows a priori on the bits of the coded and interleaved digital flow layers being noted ⁇ APIUDS m ⁇ TM ⁇ ⁇ 'in Figure 3b.
  • Step Gi is then followed by step G 2 consisting of performing equalization and joint detection with flexible input / output, that is to say of the type
  • SISO applied to a trellis reduced in number of states.
  • This trellis is defined as the trellis of the elementary memory channels constituting the transmission channel, themselves reduced in number of states, to generate a set of output streams weighted on the bits of interleaved coded digital stream layers.
  • This stream of output weighted on the bits of interleaved coded digital stream layers is denoted ⁇ EUDSSO m ⁇ TM ⁇ .
  • Step G 2 is followed by step G 3 consisting in extracting from each bit-weighted output stream layers of interleaved coded digital stream layers
  • interleaved coded digital stream layers ⁇ APIDUS m ⁇ TM ⁇ ⁇ 'to generate an extrinsic information flow on the bits of the interleaved coded digital stream layers, denoted ⁇ EIEUSO m ⁇ TM " 1 ' .
  • step G 2 When the equalization and joint detection process implemented in step G 2 is an SISO type equalization and detection process and the inputs and outputs constituted by the information a priori on the bits of the layers of interleaved coded digital stream
  • the extrinsic information flows on the bits of the interleaved coded digital flow layers ⁇ EIEUSO m ⁇ TM ⁇ ⁇ 'are subjected to a multiplexing operation G 4 , to generate the first information flow extrinsic on the bits coded by the first external code and interleaved, that is to say the EIDSi stream.
  • the step of decoding by means of the code external to step I of FIG. 3a can advantageously consist in submitting, in a step Ii, the second extrinsic information flow on the coded bits originating from the equalization and joint detection process, information flow extrinsic denoted EIDS 2 , to a SISO type weighted input / output decoding by means of the external code C ° to generate a weighted output stream, denoted APOSO, representative of a posteriori information on the coded bits.
  • Step I x is followed by step I 2 consisting in extracting the second extrinsic information flow EIDS 2 from the second weighted output flow APOSO representative of the information a posteriori on the coded bits, to generate the third extrinsic information flow on the coded bits EIDS 3 .
  • step I ⁇ in the form of a SISO decoding from the external code C °
  • the extraction step in step I 2 is also a subtraction step due to the logarithmic character of the numerical values constituting the EIDS 2 and APOSO flows.
  • this calculation is carried out on the basis of an estimate H of the coefficients of the transmission channel, this estimate being obtained at from the learning symbols received in the elementary streams of modulation symbols received TEILCDS m .
  • step G 2 where the joint equalization and decoding process carried out in step G 2 is of the SISO type, the inputs and outputs of this decoding corresponding to sequences of logarithmic value of the ratio of extrinsic probabilities on each of the bits of each modulation symbol observed from the set of N sequences of symbols observed by the set of reception antennas, these sequences
  • the calculation is carried out in the absence of any prior information, the estimated values of the coefficients of the elementary channels being simply calculated from the training sequences and the corresponding sequences obtained on the modulation symbols observed.
  • the bit-weighted output stream sequences of the interleaved coded digital stream layers EUDSSO m obtained at the end of step G 2 are classified by frames, subjected to step G 3 of extraction and in particular of subtraction from the a priori information api obtained for each of the layers from the demultiplexing operation Gi.
  • Extrinsic information flows on frame bits user obtained at the end of step G 3 and noted
  • EIEUSO m ⁇ TM ⁇ 1 ' are then subjected to the multiplexing operation of step G 4 , to generate the first extrinsic bit information flow encoded by the first external code and interleaved EIDSi previously mentioned.
  • the deinterlacing operation performed in step H of FIG. 3a on the first extrinsic information flow on the bits coded by the first external and interleaved code then makes it possible to generate the second extrinsic information flow on the coded bits from the EIDS 2 joint equalization and decoding process, which constitutes a new sequence of logarithmic values of intrinsic probability ratio on the coded bits, for the external decoding step I from the external code C °.
  • step I of decoding from the external code C ° is then carried out, as shown in FIG. 3c, by the succession of steps Ii and I 2 by means of a SISO type decoding and in particular of an algorithm BCJR in the logarithmic domain, the decoding step Ii making it possible, under these conditions, to evaluate the sequence of logarithmic values of the extrinsic probability ratios on each of the bits of each of the symbols coded by means of the external code C °.
  • This sequence is obtained following the extraction by subtraction in step I 2 of the second extrinsic information stream on the coded bits EIDS 2 , from the weighted output stream representative of the posterior information on the aforementioned APOSO coded bits.
  • This a priori information api is then reinjected at the level of the SISO G 2 equalization and decoding process of FIG. 3b, by means of a demultiplexing Gi on all of the v channels or layers.
  • the above-mentioned equalization and joint detection process G 2 then performs the equalization and the detection over n frames of v sequences of logarithmic value of the a priori probability ratio on the bits of the modulation symbols observed
  • the coding system advantageously comprises a module 10 for external coding of an initial stream of digital IDS data from a determined yield code C °, to generate the coded digital stream C ° DS previously cited.
  • the external coding module 10 is followed by a block interleaving module 11 making it possible, from the coded digital stream C ° DS, to generate an interlaced coded digital stream having, on the one hand, coding external previously introduced and interleaving performed, on the other hand, a specific time diversity.
  • the interleaved coded digital stream is denoted ILC ° DS.
  • This interleaver module 11 is itself followed by a demultiplexer module 12 receiving the interleaved digital stream ILC ° DS, the demultiplexer module 12 making it possible to generate a number v of elementary interleaved coded digital streams, these elementary interleaved coded digital streams being subdivided into frames, themselves subdivided into bursts, as described previously in the description.
  • each elementary interleaved coded digital stream or each frame constituting a layer of rank m is denoted EILC ° DS m .
  • the coding system further comprises, as shown in FIG. 3a, a plurality of modulating circuits Q m -aire, denoted 13 ⁇ to 13 v , each modulating circuit making it possible to associate any input symbol u TM with a complex symbol z TM according to a specific matching law.
  • the set of transmit antennas forms a network with spatial diversity, each transmit antenna ta m being distant from a neighboring transmit antenna ta m -, with m ⁇ m ' , with a distance d> ⁇ 0 , as mentioned previously in the description, ⁇ 0 denoting the wavelength of the carrier wave ensuring the transmission of the aforementioned elementary digital streams.
  • ⁇ TEILCDSm ⁇ TM " ⁇ ' which presents a spatial and temporal diversity, due, on the one hand, to the external coding introduced by the coding module 10 and the interleaving module 11 and, on the other hand, to the processing by layers of rank m of each frame and of the emission by each of the antennas constituting the above-mentioned antenna array.
  • the decoding system object of the present invention comprises a plurality of reception antennas, denoted ⁇ ra r ⁇ r - i > 'these reception antennas making it possible to receive the set of digital streams elements transmitted by the transmission channel constituted by all of the elementary transmission channels, as described previously in the description.
  • the aforementioned reception antennas may be less than or equal to the number v of transmission antennas and form an array of reception antennas 20 with spatial diversity, to define a set of elementary streams of received modulation symbols, denoted .
  • the array 20 of spatial diversity reception antennas is followed by a module 21 for turbo-detection of the elementary streams of modulation symbols received above mentioned by equalization and iterative joint detection, as described previously in the description relating to the decoding method object of the present invention. As shown more specifically in FIG.
  • EIDS api because of the fact that this flow in fact constitutes a priori information api on the coded bits.
  • the transmission channel equalization and joint detection module 210 makes it possible, from the elementary streams of modulation symbols received MSDS r , to generate a first extrinsic information stream EIDSi on the bits coded by the external code and interleaved .
  • the module 210 for equalization of the transmission channel and joint decoding is followed by a module 211 for deinterlacing, denoted ⁇ "1 , of the first extrinsic information flow EIDSi in order to generate a second extrinsic information flow on the EIDS 2 coded bits from the equalization and joint detection module 210.
  • a decoding module 212 from the external code C ° is provided, which receives the second extrinsic information flow EIDS 2 delivered by the module of interleaving 211, in order to generate a third extrinsic information flow EIDS 3 on the coded bits, this third extrinsic information flow being produced by decoding from the external code C °.
  • the decoding module 212 from the external code makes it possible to obtain an estimate, denoted ÎDS, of the initial digital stream IDS transmitted, in accordance with the coding method and thanks to the coding system previously described in the description.
  • the decoding system, object of the present invention as shown in FIG. 4b, will now be described in more detail with reference to the same figure in the case where the a priori information on the coded bits consists of a logarithmic value of the extrinsic probability ratio of the above coded bits, this a priori information can in particular be obtained when the equalization and joint detection process is a SISO type process, that is to say with flexible input and output.
  • the DEMUX demultiplexer module aims to demultiplex the extrinsic information flow EIDS on the bits coded by the external code and interleaved, constituting information a priori on the coded bits, on the same number v of demultiplexing channels as the number of layers of coded and interleaved digital streams generated on transmission.
  • the equalization and joint detection module 210 further comprises a detection module 210 b with weighted input and output, SISO module, which receives as input, on the one hand, the flow of information a priori on the user frame bits
  • the weighted input / output decoding module 210 b also receives the estimate of the coefficients of the transmission channel
  • the calculation chain 22 can cascade comprise an interleaving module ⁇ and a non-linear decision module, followed by a module for calculating the coefficients of the channel.
  • the decoding module 210b delivers a stream of outputs weighted on the bits of interleaved coded digital stream layers, denoted ⁇ EUDSSO m ⁇ TM ⁇ ⁇ '.
  • the module 210 b is followed by a plurality of subtractor modules, denoted 210 c , each subtractor module making it possible to subtract from each bit-weighted output stream layers of interleaved coded digital stream layers ⁇ EUDSSO m ⁇ the information a priori on the bits of the interleaved coded digital stream layers ⁇ APIUDSm ⁇ to deliver an extrinsic information flow on the stream bits of the interleaved coded digital stream layers, denoted ⁇ EIEUSOm ⁇ TM ⁇ .
  • a multiplexer module 210 d is then provided, this multiplexer module receiving the extrinsic information flows EIEUSO m on the bits of the interleaved coded digital stream layers and delivering the first extrinsic information stream on the coded bits EIDSi by the external code and interleaved with the deinterlacing module 211.
  • the decoding module 212 from the external code C ° can comprise a detection module 212 a with weighted inputs / outputs, receiving the second extrinsic information flow on the coded bits EIDS 2 above from the equalization and joint detection process implemented by the module 210, decoding module input / weighted outputs 210 delivering a stream of weighted outputs representative of an a priori information on the APOSO coded bits.
  • the module 212 a is associated with a subtractor module 212 b making it possible to subtract the stream of weighted outputs representative of a priori information on the coded bits APOSO, the second extrinsic information stream EIDS 2 for delivering the third information stream extrinsic on the EIDS 3 coded bits resulting from decoding from the external code C °.
  • the aforementioned joint equalization / detection process can be considered as a discrete Markov model with finite number of states.
  • the channel equivalent to intersymbol interference can be understood as a non-recursive non-recursive convolutional code of memory, expressed in symbol time, ⁇ c -l, whose unique complex generator polynomial is likely to vary over time.
  • the latter for the sake of simplification of denomination, is designated by intersymbol interference code.
  • Each layer m constituted by an antenna is thus associated with a specific intersymbol interference code.
  • the intersymbol interference code associated with the layer of rank m is thus a Markov model with finite number of states invariable in time and which admits a lattice representation T m (V m , B m ) where V ra and B m denote the space of states or vertices and the space of branches respectively.
  • the trellis T m is defined at each sampling instant n by the states or vertices according to the relation (3) or (4):
  • TM - t denotes the symbols constituted by the arrangements of successive bits and by the branches b m .
  • IVm Qm * C , Vne [ ⁇ , ⁇ ] and Bm Qi-T-Viie M (5)
  • the preceding considerations can be generalized to the entire multilayer structure.
  • the states and input sequences of the resulting Markov model simply correspond to the concatenation of states or input sequences of the elementary Markov models modeling the intersymbol interference code associated with each layer.
  • the associated combined trellis T is the product
  • the equalization and joint multi-layer detection process with weighted inputs and outputs can be implemented according to a generalized survivor processing concept, which will be explained below.
  • PSP processing requires that the elementary channels of each transmit antenna to all of the receive antennas be minimum phase channels.
  • GVA algorithm A generalized Viterbi algorithm, GVA algorithm, has been proposed, in which the basic concept consists in compensating the degradation of PSP processing performance by the retention of a number ⁇ of surviving paths greater than unity per substate.
  • the corresponding treatment is called generalized survivor treatment or GPSP treatment.
  • SOVE type algorithm respectively SOVA type with reference to the corresponding SOVE algorithms, respectively SOVA algorithms.
  • SOVE type algorithm we suppose that with each section ne [l, ⁇ ], with each starting substate eV n _ j are associated:
  • the weighted decision step of updating the algorithm is then executed.
  • the update function f (.) Can advantageously verify the relation (20):
  • the algorithm delivers signed weighted values of information on the bits of the symbol u n - ⁇ - These signed weighted values:
  • the sbest substate is defined according to relation (23):
  • FIGS. 5a to 5d represent diagrams of simulation of the value of the bit error rate at decoding, BER, as a function of the signal to noise ratio Eb / ⁇ o expressed in dB and of the successive iterations in different situations.
  • the test channel was constituted by a standard channel of type EQ 3 , that is to say a channel constituted by three echoes separated from the symbol time, each echo following a Rayleigh distribution.
  • the external code C ° was a convolutional efficiency code 1/2 to 16 states and the interleaving process was 128 x 8 bits in size.
  • FIG. 5a represents such a simulation in the case of the implementation of a process of the prior art according to FIG. La.
  • the trellis of the equalization process in this case corresponded to a 64-state trellis.
  • bit error rate BER reaches the value 1.00 x 10 "4 for a signal to noise ratio of value 9 dB at the third iteration # 3.
  • a value of the bit error rate of the same order of magnitude BER 1.00 x 10 "4 while the signal to noise ratio is only 7 dB from the second iteration # 2.
  • the decoding system uses a sub-optimal algorithm to perform the operations of multilayer detection and decoding of intersymbol interference, advantageously reducing the complexity of the processing carried out.
  • it implements an iterative estimation of the coefficients of the impulse response of the transmission channels.
  • the coding and decoding method which is the subject of the present invention gives particularly advantageous results in terms of gaining bit error rate for wide ranges of signal-to-noise ratio values. It can also be optimized according to the number of layers and the number of surviving paths retained.

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Abstract

Le codage consiste à soumettre (A) un flux initial de données numériques à un codage externe (C°), puis à un entrelacement (pi) et à un démultiplexage de couche sur v voies, convertir (D) par modulation qm bits successifs de chaque couche en symbole Qm-aire puis transmettre (E) chaque symbole au moyen d'une antenne d'émission d'un réseau d'antennes. Le décodage consiste à recevoir (F) le flux de données numériques transmis sur un réseau de p antennes de réception, le soumettre (G) à un processus itératif d égalisation et de détection conjointe multicouche, à partir d'une information à priori, soumettre (H) le premier flux d'information extrinsèque obtenu à un désentrelacement (pi-1), soumettre (I) le deuxième flux d'information extrinsèque obtenu à un décodage externe (C°), soumettre (J) le troisième flux d information extrinsèque obtenu à un entrelacement (pi) pour engendrer l'information à priori et réinjecter (K) cette dernière dans le processus (G).

Description

PROCÉDÉ DE CODAGE/DÉCODAGE D'UN FLUX DE DONNEES NUMÉRIQUES
CODÉES AVEC ENTRELACEMENT SUR BITS
EN ÉMISSION ET EN RÉCEPTION MULTIPLE EN PRÉSENCE
D'INTERFÉRENCE INTERSYMBOLES ET SYSTÈME CORRESPONDANT.
L'invention concerne un procédé de codage/décodage d'un flux de données numériques codées avec un entrelacement sur bits en émission et en réception multiple en présence d'interférence intersymboles et un système correspondant .
De manière plus spécifique, le procédé de codage/décodage et le système, objets de l'invention, sont plus particulièrement adaptés à la mise en œuvre de systèmes de transmission en radiofréquences à haut ou très haut débit utilisables dans le cadre de la téléphonie mobile ou, le cas échéant, dans le domaine de la liaison radiofréquences entre appareils électroniques, en environnement quelconque, particulièrement sévère.
Dans les domaines d'application précités, la transmission de données numériques à un haut degré de fiabilité et de sécurité se heurte à un obstacle majeur, celui de la transmission de ces données par l'intermédiaire d'un canal de transmission variable et dont les caractéristiques ne sont pas connues a priori. Les données numériques transmises sont subdivisées en symboles, constitués par des suites de bits de ces données, chaque symbole permettant la modulation d'une onde radioélectrique porteuse transmise sur le canal.
La très forte demande de processus de transmission fiable à haut débit en radiofréquence a provoqué le lancement et l'exécution de nombreux travaux de recherche relatifs à la définition et à la mise en œuvre de systèmes de radiocommunication mobiles A.M.R.T. (Accès Multiple à Répartition dans le Temps) de future génération, encore désignés systèmes T.D.M.A. pour Time Division Mul tiple Access en langage anglo-saxon.
Les canaux de transmission en radiofréquences sont connus par le fait qu'ils sont à la fois sélectifs en fréquence et variables dans le temps. La variation temporelle est consécutive à la mobilité ou à la vitesse du ou des utilisateurs. Leur sélectivité en fréquence résulte des conditions de propagation des signaux radiofréquences par trajets multiples et de la superposition destructive des signaux reçus, issus des propagations sur ces trajets différents. Le phénomène de sélectivité en fréquence provoque un phénomène d'interférence intersymboles, préjudiciable à la qualité de la transmission et de la détection de ces symboles à leur réception. Le phénomène d'interférence intersymboles et la complexité des récepteurs sont sensiblement accrus avec le débit de transmission.
Ces caractéristiques spécifiques des canaux de transmission en radiofréquences précédemment citées ont toujours conduit à la mise en œuvre de systèmes d' interfaçage radiofréquences adaptés particulièrement délicate, ce d'autant plus lorsqu'une transmission à haut débit et à haute efficacité spectrale est recherchée.
Toutefois la sélectivité en fréquence et la variation temporelle précitées des canaux de transmission en radiofréquences, considérées à priori comme des obstacles majeurs, ont cependant pu faire l'objet jusqu'à ce jour d'investigations, par intermédiaire du concept de diversité, ainsi qu'il sera explicité ci-après.
Parmi les travaux et développements précités, le processus de modulations codées avec entrelacements sur bits, encore désignées Bit Interleaved Coded Modulations ou BICM en langage anglo-saxon, sont connus depuis environ dix ans .
D'une manière générale, ainsi que décrit ci-après en référence à la figure la, ces processus consistent à appliquer à un flux numérique d'origine un code externe,
C° , suivi d'un entrelacement, π, sur les bits d'un bloc de longueur en nombre de bits déterminée, puis d'une modulation de GRAY. Pour une description plus détaillée de ces processus, on pourra utilement se reporter à l'article intitulé " 8 -PSK Trellis Codes for a Rayleigh Channel " , publié par Ephraim ZEHAVI , IEEE Transactions on
Communications, vol.40, n°5, 1992.
Les processus de ce type ont récemment fait l'objet d'études théoriques ou pratiques nouvelles. Parmi les études précitées, on peut citer celles publiées par G. CAIRE, G. TARICCO et E. BIGLIERI intitulée "Bit
Interleaved Coded Modulation " , IEEE Trans . Inform. Theory, vol.44, n°3, pp. 927-946, Mai 1998 et par X.LI et J.A.
RITCEY intitulée "Trellis -Coded Modulation wi th Bi t- Interleaving and Itérative Decoding" , IEEE ISAC, vol.17, n°4, pp. 715-725, Avril 1992.
Plus récemment, les études précitées ont été généralisées à un système à antennes multiples en émission et en réception. Un tel processus, plus élaboré, correspond au schéma illustratif tel que représenté en figure lb dans lequel le démultiplexage sur un nombre donné de voies, après le processus d'entrelacement, permet de mettre en œuvre le processus d'émission multiple, ainsi que représenté sur la figure précitée. Un tel processus est essentiellement mis en œuvre pour un canal de Rayleigh, c'est-à-dire pour un canal de transmission à effet de mémoire pratiquement absent, soit en l'absence de phénomène d'interférence intersymboles. Un tel processus ne peut donc facilement être mis en œuvre en environnement réel dans lequel le phénomène d'interférence intersymboles est toujours présent, en particulier dans le cadre des transmissions à haut ou très haut débit, les conditions de transmission à haut ou très haut débit ayant pour effet d'accroître fortement le phénomène d'interférence intersymboles précité, en raison de l'effet de mémoire précité.
Pour une description plus détaillée du processus précédemment mentionné, on pourra utilement se reporter à l'article intitulé "Bi t- Interleaved Coded Modulations for Mul tiple- Input Mul tiple Output Channels " publié par JJ. BOUTROS, F. BOIXADERA, C. LAMY, IEEE 6th Int. Sum. on Spread Spectrum Tech & Appli. NSIT New Jersey, USA, Sept.6-6, 2000, et à l'article intitulé "Turbo Coded Modulation for Systems wi th Transmi t and Receive Antenna Diversi ty" publié par Andréj STEFANOV, Tolga M. DUMAN, Télécommunications Research Center, Electrical Engineering Department, Arizona State University, Tempe, AZ 85287- 7206, Global Télécommunications Conférence - Globecom 99. La technique mise en œuvre selon le processus précité présente ainsi l'inconvénient majeur de ne pas supporter la sélectivité fréquentielle des canaux de transmission élémentaires, d'antenne d'émission à antenne de réception, constituant le canal de transmission global. En d'autres termes, la technique précitée apparaît inadaptée à la mise en œuvre d'une correction du phénomène d'interférence intersymboles .
Il a été proposé récemment un codage avantageux mettant en œuvre des interfaces radiofréquences, permettant de garantir une haute efficacité spectrale, dans la publication : "Space-Time Bi t- Interleaved Coded Modulation over Frenquency Sélective Fading Channels wi th Itérative Decoding" , par A.M.TONELLO, GLOBECOM 2000, Vol.3, pages 1616-1620, San Francisco, USA, novembre 2000. Cependant, les principes de codage/décodage énoncés dans cette publication, quoique prometteurs, prévoient, à la réception, des opérations de détection multicouches et de décodage d'interférences intersymboles, d'une part, et de décodage externe, d'autre part, de manière disjointe et itérative, en faisant usage d'algorithmes optimaux. Un système de décodage, basé sur un tel principe, est d'une grande complexité et difficile à mettre en œuvre, en pratique.
La présente invention vise un procédé et un système de décodage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple en présence d'interférence intersymboles.
Le procédé et le système de décodage, au sens de la présente invention, ont pour objet de remédier aux inconvénients et pallier les insuffisances des processus et techniques de l'art antérieur. En particulier, le procédé et le système de décodage, objets de la présente invention, sont plus particulièrement adaptés à la mise en œuvre d'interfaces radiofréquences permettant de garantir une haute efficacité spectrale.
Un objet de la présente invention est de fournir un procédé et un système de décodage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple en présence d'interférence intersymboles, à la fois simples dans leur mise en œuvre et robustes . Un autre objet de la présente invention est la mise en œuvre d'un procédé et d'un système de décodage particulièrement adaptés à la définition et à la réalisation d'interfaces radiofréquences particulièrement robustes aux canaux de transmission très sélectifs en fréquence, ou de manière équivalente, permettant de combattre très efficacement le phénomène d'interférence intersymboles .
Un autre objet de la présente invention est enfin de fournir un procédé et un système de décodage de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception plus particulièrement adaptés à la mise en œuvre d'interfaces radiofréquences permettant d'atteindre de très bonnes performances en termes de taux d'erreur bits et trames à rapport signal à bruit limité. Au sens de la présente invention, on prévoit initialement un codage consistant à soumettre le flux de données numériques à un codage externe au moyen d'un code de rendement déterminé, pour engendrer un flux numérique codé, soumettre ce flux numérique codé à un entrelacement au niveau bit pour engendrer un flux numérique codé entrelacé, soumettre ce flux numérique codé entrelacé à un démultiplexage de couche sur un nombre v de voies démultiplexées déterminé, pour engendrer un nombre correspondant de couches de flux numérique codé entrelacé, convertir chaque suite numérique de modulation constituée par qm bits successifs d'une même couche en un symbole Qm-aire, Qm=2qm, avec m e [l,v] , selon un schéma de correspondance spécifique, transmettre chaque symbole Qm-aire au moyen d'une antenne d'émission distincte, l'ensemble de ces antennes formant un réseau à diversité spatiale pour engendrer un ensemble de flux numériques élémentaires transmis. Ce processus opératoire permet, à la réception, d'effectuer un décodage de l'ensemble des flux numériques élémentaires transmis, à partir d'une information a priori sur les bits codés constitutifs du flux numérique codé.
Le procédé et le système de décodage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple sur un canal de transmission générateur d'interférences intersymboles, conformément au procédé ou grâce au système de codage précité, objets de la présente invention, consiste à, respectivement permet de recevoir, sur une pluralité p d'antennes de réception, ce flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple constitué par cet ensemble de flux numériques élémentaires transmis sur ce canal de transmission, ces antennes de réception étant en nombre p indépendant du nombre v d'antennes d'émission et formant un réseau d'antennes de réception à diversité spatiale pour définir un ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus, soumettre cet ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus à un processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche au moyen d'un flux d'information extrinsèque sur les bits codés par ce code externe et entrelacés, ce flux d'information extrinsèque constituant une information a priori, pour engendrer un premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés, soumettre le premier flux d'information extrinsèque à un désentrelacement, pour engendrer un deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation, soumettre ce deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés à un décodage à partir du code externe, pour engendrer un troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés, issu du décodage à partir du code externe, soumettre ce troisième flux d'information extrinsèque à un entrelacement, pour engendrer le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés constituant cette information a priori, réinjecter cette information a priori dans le processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche.
Le procédé et le système de décodage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple en présence d'interférence intersymboles, objets de la présente invention, trouvent application non seulement à la radiotéléphonie mobile, mais également à la mise en œuvre d'interfaces radiofréquences entre appareils électroniques de tout type, en environnement domestique ou industriel. Ils seront mieux compris à la lecture de la description ci-après et à l'observation des dessins dans lesquels, outre les figures la et lb relatives à des processus de l'art antérieur : - la figure 2 représente, à titre illustratif, un organigramme du procédé de codage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple en présence d'interférence intersymboles, au sens de la présente invention ; la figure 3a représente, à titre illustratif, un organigramme du procédé de décodage, objet de la présente invention, d'un flux de données numériques codées en émission et en réception multiple, conformément au procédé de codage illustré en figure 2 ; la figure 3b représente, à titre illustratif, un organigramme d'un détail de mise en œuvre d'un processus itératif d'égalisation et détection conjointe multicouche dans le cadre du procédé de décodage selon l'invention tel que représenté en figure 3b ; la figure 3c représente, à titre illustratif, un organigramme d'un détail de mise en œuvre d'un processus de décodage à entrée/sortie souple, à partir d'un code externe, permettant d'obtenir un flux d'information extrinsèque sur les bits codés, issu du décodage à partir de ce code externe ; la figure 4a représente, à titre illustratif, un schéma fonctionnel d'un système de codage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple en présence d'interférence intersymboles, au sens de la présente invention ; la figure 4b représente, à titre illustratif, un schéma fonctionnel d'un système de décodage, objet de la présente invention, d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple en présence d'interférence intersymboles, conformément au procédé de codage illustré en figure 2 et au moyen du système de codage représenté en figure 3a ; la figure 5a représente, à titre illustratif, un diagramme de la valeur du taux d'erreur bit en fonction du rapport signal à bruit lors de la mise en œuvre d'un processus de codage de l'art antérieur illustré en figure la, une égalisation BCJR à partir d'un treillis à 64 états étant appliquée pour assurer le décodage ; la figure 5b représente, à titre illustratif, un diagramme de la valeur du taux d'erreur bit en fonction du rapport signal à bruit lors de la mise en œuvre du procédé de codage, au sens de la présente invention, tel que représenté en figure 2, pour une émission multiple à trois antennes d'émission en modulation de phase à deux états MDP2, le décodage étant réalisé conformément au procédé de décodage objet de la présente invention par égalisation et détection conjointe itérative de type BCJR ; la figure 5c représente, à titre illustratif, un diagramme de la valeur du taux d'erreur bit en fonction du rapport signal à bruit lors de la mise en œuvre du procédé de codage et du procédé de décodage objet de la présente invention, pour un nombre d'antennes d'émission égal à 4 ; la figure 5d représente, à titre illustratif, un diagramme comparatif de la valeur du taux d'erreur bit en fonction du rapport signal à bruit lors de la mise en œuvre du procédé de codage et du procédé de décodage objet de la présente invention, le processus d'égalisation et de détection conjointe multicouche étant un processus GPSP consistant à conserver Ω survivants par nœud du treillis réduit global, le calcul des sorties pondérées consistant en un processus de type SOVA généralisé, le diagramme comparatif étant établi pour différentes valeurs du nombre Ω de survivants vis-à-vis d'un processus optimal BCJR. Une description plus détaillée du procédé de codage de flux de données numériques codées avec un entrelacement sur bits en émission et en réception multiple, au sens de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 2. En référence à la figure précitée, on indique que le procédé de codage s'applique à un flux de données initial, noté IDS, constituant une séquence de données externes notées {dι,...dτ0}, cette séquence de données externes correspondant à des symboles constitués par des bits successifs, notés dn={dn,1; ...dn;k0}.
On rappelle que pour la transmission de données numériques codées, la subdivision de ces données numériques en symboles constitués par un certain nombre déterminé de bits successifs permet d'assurer une modulation de canal en vue de la transmission de ces symboles et, en définitive, de la séquence de données constituée par ces derniers indépendamment de toute valeur significative de la séquence constituée par ces bits successifs .
Ainsi qu'on l'observera sur la figure 2, le flux initial de données numériques IDS est soumis, en une étape A, à un codage externe au moyen d'un code de rendement déterminé pour engendrer un flux numérique codé. Sur la figure la précitée, le code permettant d'effectuer le codage externe est noté C°. D'une manière plus spécifique, on indique que le code externe peut avantageusement être constitué par un code en treillis ou, de manière équivalente, par une combinaison de codes en treillis. Le flux numérique codé obtenu suite à l'étape A est noté C°DS sur la figure 2. Il consiste en une séquence codée externe, notée {ci,..., cτ0} , cette séquence codée externe consistant en des symboles de bits codés notés cn={cn,ι, ..., cn>n0} où cn#ι à cn,no dénotent les bits successifs constitutifs du symbole codé cn.
Le flux numérique codé C°DS est ensuite soumis à une étape B, après une subdivision en blocs successifs par exemple, à un processus d'entrelacement par blocs pour engendrer un flux numérique codé entrelacé, noté ILC°DS, présentant ainsi, du fait, d'une part, du codage externe à l'étape A et de l'entrelacement, d'autre part, une diversité temporelle.
D'une manière générale, on indique que le processus d'entrelacement par blocs à l'étape B peut être mis en œuvre au moyen d'un système entrelaceur aléatoire noté π. L'étape B est elle-même suivie d'une étape C consistant à soumettre le flux numérique codé et entrelacé ILC°DS à un démultiplexage, le flux numérique codé et entrelacé ILC°DS étant, par cette opération, subdivisé en un nombre donné v de flux numériques codés entrelacés élémentaires, l'ensemble de ces flux numériques codés entrelacés élémentaires étant noté sur la figure 2 :
Figure imgf000015_0001
On conçoit que chaque flux numérique entrelacé élémentaire constitue en fait une couche de rang m, laquelle, outre la qualité de diversité temporelle introduite du fait du codage externe et de l'entrelacement, permet, ainsi qu'il sera décrit ultérieurement dans la description, d'introduire un codage spatial spécifique. L'étape C précitée est alors suivie d'une étape D consistant à soumettre chaque flux numérique codé entrelacé élémentaire, c'est-à-dire chaque signal au niveau de chaque couche de rang m e [l,v] à un processus de modulation permettant de convertir chaque suite numérique de modulation, constituée par qm bits successifs d'une même couche, en un symbole Qm-aire, Qm=2qm m e [l,v] selon un schéma de mise en correspondance spécifique. En pratique, les couches de flux numérique codé entrelacé sont constituées en trames, à raison d'une trame par couche de rang m. En outre, chaque couche de rang m est elle-même subdivisée en N salves ^."'!!™] de τ bits
constitués en symboles u™ = ju™ι,...,u™qmj, ces τ bits comportant les bits de queue constitutifs de bits d'apprentissage, formés par exemple par des séquences CAZAC, connues en tant que telles. Chaque salve est soumise à une modulation par un modulateur Qm-aire, lequel permet d'associer à tout symbole d'entrée u™ un symbole
complexe de la forme z™=φ(u™). On indique que la fonction φ désigne une loi de mise en correspondance ( "mapping") quelconque. A titre d'exemple non limitatif, on indique que la loi de mise en correspondance selon un code de Gray s'est révélée donner de bons résultats. Ainsi, à la fin de l'étape D, on dispose sur chaque voie de modulation d'un symbole Qm-aire noté EILCDSm, où m désigne le rang de la voie de modulation.
L'étape D est elle-même suivie d'une étape E consistant à transmettre chaque symbole Qm-aire EILCDSm précédemment mentionné sur un canal de transmission au moyen d'une antenne d'émission distincte.
L'ensemble des antennes d'émission distinctes, noté {am}™~}' , forme un réseau à diversité spatiale et permet en conséquence d'engendrer, à partir de chaque symbole Qm-aire EILCDSm, un ensemble de flux numériques élémentaires transmis présentant une diversité spatiale et temporelle, en raison, d'une part, du codage externe introduit compte tenu de l'entrelacement par blocs, et de la répartition de l'émission sur l'ensemble des antennes d'émission distinctes, d'autre part.
En ce qui concerne ce dernier, on indique que cet ensemble d'antennes d'émission forme un réseau à diversité spatiale, chaque antenne d'émission distincte constitutive de ce réseau étant distante d'une antenne d'émission distincte voisine d'une distance supérieure à λ0, où λ0 désigne la longueur d'onde de l'onde porteuse permettant d'assurer la transmission par modulation de chacun des symboles Qm-aire obtenus à l'issue de l'étape D.
Le procédé de codage permet ainsi, à la réception, d'effectuer un décodage des symboles Qm-aire constituant l'ensemble de flux numériques élémentaires transmis
{TEΓLCDS}^"!' à partir d'informations a priori représentatives de la diversité spatiale et temporelle introduite au codage. De manière plus spécifique, on rappelle que les symboles d'apprentissage précités, connus en tant que tels, permettent, après transmission, d'effectuer une évaluation préalable de la réponse impulsionnelle du canal de transmission, le canal de transmission consistant en une pluralité de trajets de propagation entre l'émetteur et le récepteur, chaque trajet constituant un canal de transmission élémentaire.
Dans ces conditions, du fait de la propagation multi-trajets et du caractère variable du canal de transmission en raison de la mobilité entre l'émetteur et le récepteur, un canal radiofréquences sélectif en fréquence et variable dans le temps peut être modélisé par la réponse impulsionnelle en temps discret du canal équivalent, incluant bien entendu les filtres d'émission et de réception de mise en forme utilisés habituellement, chaque canal de transmission élémentaire correspondant étant noté pour cette raison :
Figure imgf000017_0001
pour chaque trajet reliant une antenne d'émission de chaque couche m à une antenne de réception de rang r donné. D'une manière générale, r e [l,p] avec p≠v. Le nombre d'antennes de réception peut être inférieur à v. Dans la relation précédente, χc désigne la longueur de contrainte en nombre de symboles transmis, longueur de contrainte représentative de la mémoire du canal .
Tous les canaux élémentaires sont considérés présenter la même longueur de contrainte χc. Une telle supposition est admissible car le nombre de composants de trajets multiples individuels est essentiellement déterminé par les structures larges et les objets réfléchissants . Si, conformément au procédé au sens de la présente invention, on prend en considération la transmission salve par salve, alors, les canaux de transmission élémentaires et le canal de transmission résultant sont statiques pendant la durée de transmission d'une salve et changent de manière indépendante d'une salve à l'autre. Dans ces conditions, la valeur τ peut être considérée, en première approximation, comme une mesure du temps de cohérence du canal précité. Ces conditions permettent d'établir une modélisation acceptable pour des canaux quasi statiques multi-trajets à évanouissement de fréquence lentement variables et à saut de fréquence.
Les coefficients de chaque canal élémentaire, notés pu 1' )]./ peuvent, dans ce cas, être considérés comme des variables aléatoires complexes gaussiennes indépendantes, de même énergie moyenne nulle, vérifiant la relation (1) :
m.r =1 (D i=0
A chaque temps d'échantillonnage discret n, chaque antenne de réception de rang r observe, dans ces conditions, un ensemble de symboles transmis correspondant au flux numérique élémentaire transmis {TEILCDSm}™~}' et vérifiant la relation (2) :
Figure imgf000019_0001
Dans cette relation ς„ représente un échantillon de bruit complexe de valeur moyenne nulle et de variance 2σ2. ςj. est une variable Gaussienne symétrique complexe, c'est-à- dire une variable dont la partie réelle et la partie imaginaire sont décorrélées et de même énergie σ2.
Un procédé de décodage d'un flux de données numériques codées avec un entrelacement sur bits en émission et en réception multiple, le codage de ce flux numérique ayant été effectué conformément au procédé tel que décrit en relation avec la figures 2 précitée, sera maintenant décrit en liaison avec les figures 3a, 3b et
3c.
En raison du codage de ces données numériques conformément au procédé précédemment décrit, on indique que le procédé de décodage, objet de l'invention, consiste, en une étape F, à recevoir le flux de données numériques codées constitué par l'ensemble de flux numériques élémentaires transmis sur un canal de transmission, cet ensemble de flux numériques élémentaires transmis étant noté {TEILCDSm}™^ , cette réception étant effectuée sur une pluralité p d'antennes de réception. Sur la figure 3a, l'ensemble des antennes de réception est
Figure imgf000020_0001
Ces antennes de réception, en nombre indépendant du nombre d'antennes d'émission, peuvent être en nombre inférieur ou égal au nombre v d'antennes d'émission et forment, conformément à un aspect avantageux du procédé de décodage, objet de la présente invention, un réseau d'antennes de réception à diversité spatiale, pour définir un ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus, cet ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus étant noté, à l'issue de l'étape F de la figure 3a, (MSDS-./^"^ . On comprend en particulier que chaque symbole de modulation reçu est un symbole de la forme y^ vérifiant la relation (2) précédemment mentionnée dans la description.
L'étape F est alors suivie d'une étape G consistant à soumettre l'ensemble des flux élémentaires de symboles de modulation reçus {MSDSr ~f à un processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche au moyen d'un flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés, ce flux d'information extrinsèque étant issu d'un décodage à partir du code externe. Sur la figure 3a, le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés est noté EIDS = api. En effet, ce flux d'information constitue une information a priori sur les bits codés et le processus d'égalisation et de détection conjointe multicouche, mis en œuvre à l'étape G au moyen du flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS = api, permet d'engendrer un premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés, ce premier flux d'information extrinsèque étant noté EIDSi sur la figure 3a.
L'étape G précitée est suivie d'une étape H consistant à soumettre le premier flux d'information extrinsèque EIDSi à un désentrelacement, noté π"1, pour engendrer un deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation et de détection conjointe multicouche, ce deuxième flux d'information extrinsèque étant noté EIDS2 sur la figure 3a. L'opération de désentrelacement est l'opération inverse de l'opération d'entrelacement réalisée lors de la mise en œuvre du procédé de codage, ce processus de désentrelacement étant noté, pour cette raison, π"1 sur la figure 3a.
Le deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS2 est alors soumis, à l'étape I, à un décodage à partir du code externe C° pour engendrer un troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés, noté EIDS3, issu du décodage à partir du code externe C° . On note que, lors de cette opération I, le décodage fournit en outre une estimation de la valeur du signal numérique initial, noté pour cette raison -DS . Suite à l'étape I, le troisième flux d'information extrinsèque est soumis à une opération d'entrelacement à l'étape J pour engendrer le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés EIDS constituant 1 ' information a priori sur les bits codés, notée api. Cette information a priori est alors réinjectée à l'étape K, symbolisée par la boucle de retour, dans le processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche, c'est-à-dire à l'étape G de la figure 3a.
En référence à la figure 3a, on comprend en particulier que le procédé de décodage, objet de la présente invention, consiste essentiellement à effectuer une égalisation et une détection conjointe multicouche des données codées, cette égalisation et cette détection conjointe étant associées de manière itérative au décodage externe au moyen du code C° pour bénéficier de 1 ' information a priori sur les bits codés api issue de la mise en œuvre successive des étapes G, H, I et J. On comprend en particulier que le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés, le flux noté EIDS sur la figure 3a, et constituant l'information a priori sur les bits codés api, est une information relative à chaque bit constitutif des symboles z™ constituant le signal reçu à 1 ' issue de l'étape F. Ainsi, cette information a priori constitue une information effective quant à la valeur des bits constitutifs des symboles précités et, en définitive, de la diversité spatiale et temporelle introduite par le processus de codage et d'émission décrit ci-avant. Une description plus détaillée d'un mode particulier de mise en œuvre du procédé de décodage objet de la présente invention sera maintenant donnée en liaison avec les figures 3b et 3c. Dans le mode de réalisation spécifique précité, on indique que ce dernier correspond à la mise en œuvre d'un processus d'égalisation et de détection conjointe à entrée et sortie pondérée, dit de type SISO (soft input soft ou put, en langage anglo-saxon) . Dans ces conditions, l'information a priori réinjectée dans le processus d'égalisation et de détection conjointe de type SISO est constituée, de manière avantageuse, par une valeur logarithmique du rapport de probabilité a priori de la valeur des bits codés, cette valeur logarithmique constituant l'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés.
Ainsi que représenté en figure 3b, le processus G d'égalisation et de détection conjointe multicouche consiste à démultiplexer, en une étape Gi, le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés EIDS, constituant l'information a priori api, en un ensemble de flux d'information a priori sur les bits des couches de flux numérique codé et entrelacé, cet ensemble de flux d'information a priori sur les bits des couches de flux numérique codé et entrelacé étant noté {APIUDSm}™~}' sur la figure 3b.
L'étape Gi est alors suivie d'une étape G2 consistant à effectuer une égalisation et une détection conjointe à entrée/sortie souple, c'est-à-dire de type
SISO, appliqués à un treillis réduit en nombre d'états. Ce treillis est défini comme le treillis des canaux à mémoire élémentaires constitutifs du canal de transmission, eux- mêmes réduits en nombre d'état, pour engendrer un ensemble de flux de sorties pondérées sur les bits de couches de flux numérique codé entrelacé. Ce flux de sorties pondérées sur les bits de couches de flux numérique codé entrelacés est noté {EUDSSOm}™^ .
L'étape G2 est suivie d'une étape G3 consistant à extraire de chaque flux de sorties pondérées sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés
{EUDSSOm}™~ 1 ' l'information a priori sur les bits des
couches de flux numérique codé entrelacés {APIDUSm}™~}' correspondantes, pour engendrer un flux d'information extrinsèque sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés, noté {EIEUSOm}™"1 ' .
Lorsque le processus d'égalisation et de détection conjointe mis en œuvre à l'étape G2 est un processus d'égalisation et de détection de type SISO et que les entrées et sorties constituées par 1 ' information a priori sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés
{APIDUSm}™~}' , respectivement par les flux de sorties pondérées sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés {EUDSSOm}™~ 1 ' sont des valeurs logarithmiques de probabilité, le processus d'extraction peut être mis en œuvre, en raison de la nature logarithmique de ces informations d'entrée/sortie, par une soustraction, tel que représenté à l'étape G3 de la figure 2b. Cette soustraction est notée : {EUDSSOm-APIUDm}^.
On constate ainsi que, d'une part, le processus d'égalisation et de détection conjointe multicouche est effectué pour chaque couche de rang m et que, d'autre part, le processus d'extraction, et en particulier de soustraction dans le cas de la mise en œuvre d'une égalisation et d'un décodage conjoint de type SISO, est également effectué pour chaque couche de rang m.
Suite à l'étape G3, les flux d'information extrinsèque sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés {EIEUSOm}™~}' sont soumis à une opération de multiplexage G4, pour engendrer le premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés, c'est-à-dire le flux EIDSi.
De la même manière, ainsi que représenté en figure 3c, et lorsque le processus d'égalisation et de détection conjointe mis en œuvre à l'étape G2 de la figure 3b est de type SISO, l'étape de décodage au moyen du code externe à l'étape I de la figure 3a peut consister de manière avantageuse à soumettre, en une étape Ii, le deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation et de détection conjointe, flux d'information extrinsèque noté EIDS2, à un décodage à entrée/sortie pondérée de type SISO au moyen du code externe C° pour engendrer un flux de sortie pondérée, noté APOSO, représentatif d'une information a posteriori sur les bits codés. L'étape Ix est suivie d'une étape I2 consistant à extraire le deuxième flux d'information extrinsèque EIDS2 du deuxième flux de sortie pondérée APOSO représentatif de l'information a posteriori sur les bits codés, pour engendrer le troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS3. Dans le cas de la mise en œuvre de l'étape Iλ sous forme d'un décodage SISO à partir du code externe C°, l'étape d'extraction à l'étape I2 est également une étape de soustraction en raison du caractère logarithmique des valeurs numériques constitutives des flux EIDS2 et APOSO.
Un justificatif théorique du mode opératoire du procédé de décodage, objet de la présente invention, tel que décrit en liaison avec les figures 3a, 3b et 3c, sera maintenant donné ci-après. D'une manière générale, on indique que le processus d'égalisation et de décodage conjoint mis en œuvre à l'étape G, et de manière plus spécifique à l'étape G2 de la figure 2b, est mis en œuvre sur l'ensemble des couches de rang m sur chacune des v salves concomitantes, successivement, pour calculer le premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés, c'est-à-dire le flux EIDSi, à partir du flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés issu d'un décodage à partir du code externe C°, le flux d'information extrinsèque précité EIDS, constituant l'information a priori sur les bits codés api.
On indique de manière classique que ce calcul est effectué à partir d'une estimation H des coefficients du canal de transmission, cette estimation étant obtenue à partir des symboles d'apprentissage reçus dans les flux élémentaires de symboles de modulation reçus TEILCDSm.
Dans le cas, ainsi que représenté en figure 2b, où le processus d'égalisation et de décodage conjoint réalisé à l'étape G2 est de type SISO, les entrées et sorties de ce décodage correspondant à des séquences de valeur logarithmique du rapport des probabilités extrinsèques sur chacun des bits de chaque symbole de modulation observé à partir de l'ensemble des N séquences de symboles observées par l'ensemble des antennes de réception, ces séquences
observées étant notées (yï..-->yχ L_j et de longueur τ en nombre de symboles observés reçus, l'estimée H du canal de transmission s'exprime sous la forme d'un ensemble d'estimées des coefficients de chaque canal élémentaire d'une antenne de transmission à toutes les antennes de réception sous la forme H = jhm'r |m=1 r=1.
A la première itération du processus itératif d'égalisation et de détection conjointe, le calcul est effectué en l'absence de toute information préalable, les valeurs estimées des coefficients des canaux élémentaires étant simplement calculées à partir des séquences d'apprentissage et des séquences correspondantes obtenues sur les symboles de modulation observés. Les séquences de flux de sorties pondérées sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés EUDSSOm obtenues à l'issue de l'étape G2 sont classées par trames, soumises à l'étape G3 d'extraction et en particulier de soustraction à partir de l'information a priori api obtenue pour chacune des couches à partir de l'opération de démultiplexage Gi . Les flux d'information extrinsèque sur les bits des trames utilisateur obtenus à l'issue de l'étape G3 et notés |EIEUSOm}™~ 1 ' sont ensuite soumis à l'opération de multiplexage de l'étape G4 , pour engendrer le premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés EIDSi précédemment cité.
L'opération de désentrelacement réalisée à l'étape H de la figure 3a sur le premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés permet alors d'engendrer le deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation et de décodage conjoint EIDS2, lequel constitue une nouvelle séquence de valeurs logarithmiques de rapport de probabilité intrinsèque sur les bits codés, pour l'étape de décodage externe I à partir du code externe C°.
L'étape I précitée de décodage à partir du code externe C° est alors effectuée, ainsi que représenté en figure 3c, par la succession des étapes Ii et I2 au moyen d'un décodage de type SISO et en particulier d'un algorithme BCJR dans le domaine logarithmique, l'étape de décodage Ii permettant, dans ces conditions, d'évaluer la séquence des valeurs logarithmiques des rapports de probabilité extrinsèque sur chacun des bits de chacun des symboles codés par l'intermédiaire du code externe C° . Cette séquence est obtenue suite à l'extraction par soustraction à l'étape I2 du deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS2, du flux de sortie pondérée représentatif de l'information a posteriori sur les bits codés APOSO précités. Le troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS3 représentatif de la valeur logarithmique des rapports de probabilité extrinsèque sur chacun des symboles codés par le premier code externe C° est ensuite soumis à l'étape J à un entrelacement pour engendrer l'information a priori EIDS = api. Cette information a priori api est alors réinjectée au niveau du processus d'égalisation et décodage SISO G2 de la figure 3b, par l'intermédiaire d'un démultiplexage Gi sur l'ensemble des v voies ou couches. L'ensemble des informations correspondantes pour chaque couche et suite à segmentation par salves, pour constituer l'ensemble de flux d'information a priori sur les bits de couches divisées en salves ou paquets, est ainsi réintroduit au niveau du processus d'égalisation et de détection conjointe G2. Le processus d'égalisation et de détection conjointe G2 précité effectue alors l'égalisation et la détection sur n trames de v séquences de valeur logarithmique du rapport de probabilité a priori sur les bits des symboles de modulation observés
{MSDSΓ};ÎP . Le procédé tel que décrit en figure 3a et en particulier en figures 3b et 3c, permet d'imbriquer un processus additionnel de réestimation de chaque canal élémentaire distinct générateur d'interférences intersymboles dans le processus itératif classique de turbo-détection.
Une description plus détaillée d'un système de codage d'un flux de données numériques codées par combinaisons spatio-temporelles, en émission et en réception multiple, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 4a. Ainsi que représenté sur la figure 4a, on indique que le système de codage comporte avantageusement un module 10 de codage externe d'un flux initial de données numériques IDS à partir d'un code C° de rendement déterminé, pour engendrer le flux numérique codé C°DS précédemment cité. Le module 10 de codage externe est suivi d'un module 11 d'entrelacement par blocs permettant, à partir du flux numérique codé C°DS, d'engendrer un flux numérique codé entrelacé présentant, du fait, d'une part, du codage externe préalablement introduit et de l'entrelacement réalisé, d'autre part, une diversité temporelle spécifique. Le flux numérique codé entrelacé est noté ILC°DS .
Ce module d'entrelacement 11 est lui-même suivi d'un module démultiplexeur 12 recevant le flux numérique entrelacé ILC°DS, le module démultiplexeur 12 permettant d'engendrer un nombre v de flux numériques codés entrelacés élémentaires, ces flux numériques codés entrelacés élémentaires étant subdivisés en trames, elles- mêmes subdivisées en salves, ainsi que décrit précédemment dans la description.
Sur la figure 4a, chaque flux numérique codé entrelacé élémentaire ou chaque trame constituant une couche de rang m est noté EILC°DSm. Le système de codage comporte en outre, ainsi que représenté en figure 3a, une pluralité de circuits modulateurs Qm-aire, notés 13ι à 13v, chaque circuit modulateur permettant d'associer à tout symbole d'entrée u™ un symbole complexe z™ selon une loi de mise en correspondance spécifique. En outre, une pluralité d'antennes d'émission
Figure imgf000031_0001
est Prévue et permet d'assurer l'émission de chaque flux numérique élémentaire codé et constitué en symboles, une antenne d'émission distincte de rang m assurant la transmission du flux numérique élémentaire EILC°DSm.
Selon un aspect remarquable du système de codage, l'ensemble des antennes d'émission forme un réseau à diversité spatiale, chaque antenne d'émission tam étant distante d'une antenne d'émission voisine tam- , avec m ≠ m' , d'une distance d > λ0, ainsi que mentionné précédemment dans la description, λ0 désignant la longueur d'onde de l'onde porteuse assurant la transmission des flux numériques élémentaires précités. Compte tenu de la constitution de l'ensemble des antennes d'émission en un réseau d'antennes à diversité spatiale, le système permet ainsi d'engendrer un ensemble de flux numériques élémentaires transmis, noté
{TEILCDSm}™"}' , lequel présente une diversité spatiale et temporelle, en raison, d'une part, du codage externe introduit par le module de codage 10 et le module d'entrelacement 11 et, d'autre part, du traitement par couches de rang m de chaque trame et de l'émission par chacune des antennes constitutives du réseau d'antennes précité.
Une description d'un système de décodage d'un flux de données numériques codées avec un entrelacement sur bits, conformément au procédé de codage ci -avant, en émission et en réception multiple, ce flux de données numériques codées consistant au moins en un ensemble de flux numériques élémentaires transmis, noté {TEILCDSm}™_}' , ainsi que décrit précédemment dans la description, sera maintenant donnée en liaison avec la figure 4b.
En référence à la figure 4b précitée, le système de décodage objet de la présente invention comporte une pluralité d'antennes de réception, notées {rar}r--i>' ces antennes de réception permettant de recevoir l'ensemble de flux numériques élémentaires transmis par le canal de transmission constitué par l'ensemble des canaux de transmission élémentaires, ainsi que décrit précédemment dans la description.
Selon un aspect remarquable du système de décodage, objet de la présente invention, les antennes de réception précitées peuvent être en nombre inférieur ou égal au nombre v d'antennes d'émission et forment un réseau d'antennes de réception 20 à diversité spatiale, pour définir un ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus, noté
Figure imgf000032_0001
. Le réseau 20 d'antennes de réception à diversité spatiale est suivi d'un module 21 de turbo-détection des flux élémentaires de symboles de modulation reçus précités par égalisation et détection conjointe itérative, ainsi que décrit précédemment dans la description relativement au procédé de décodage objet de la présente invention. Ainsi que représenté de manière plus spécifique sur la figure 4b, le module de turbo-détection 21 comporte un module 210 d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe par couches à partir d'un flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés EIDS=api, ce flux d'information extrinsèque étant issu d'un décodage à partir du code externe C° et constituant une information a priori sur les bits codés précédemment cités. Sur la figure 4b, le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés est noté EIDS = api en raison du fait que ce flux constitue en fait une information a priori api sur les bits codés.
Le module 210 d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe permet, à partir des flux élémentaires de symboles de modulation reçus MSDSr, d'engendrer un premier flux d'information extrinsèque EIDSi sur les bits codés par le code externe et entrelacés. Le module 210 d'égalisation du canal de transmission et de décodage conjoint est suivi d'un module 211 de désentrelacement, noté π"1, du premier flux d'information extrinsèque EIDSi afin d'engendrer un deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS2 en provenance du module 210 d'égalisation et de détection conjointe. En outre, un module 212 de décodage à partir du code externe C° est prévu, lequel reçoit le deuxième flux d'information extrinsèque EIDS2 délivré par le module d'entrelacement 211, afin d'engendrer un troisième flux d'information extrinsèque EIDS3 sur les bits codés, ce troisième flux d'information extrinsèque étant issu du décodage à partir du code externe C° .
Bien entendu, le module 212 de décodage à partir du code externe permet d'obtenir une estimée, notée ÎDS, du flux numérique initial IDS transmis, conformément au procédé de codage et grâce au système de codage précédemment décrits dans la description. Un module 213 d'entrelacement du troisième flux d'information extrinsèque EIDS3 est également prévu, afin d'engendrer le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le premier code externe et entrelacés, noté EIDS = api, constituant l'information a priori sur les bits codés, laquelle est réinjectée dans le module 210 d'égalisation du canal de transmission et de décodage conjoint .
Le système de décodage, objet de la présente invention, tel que représenté en figure 4b, sera maintenant décrit de manière plus détaillée en référence à la même figure dans le cas où l'information a priori sur les bits codés est constituée par une valeur logarithmique du rapport de probabilité extrinsèque des bits codés précités, cette information a priori pouvant en particulier être obtenue lorsque le processus d'égalisation et de détection conjointe est un processus de type SISO, c'est-à-dire à entrée et sortie souples.
En référence à la figure 4b, on indique que le module 210 d'égalisation et de détection conjointe comporte, dans le mode de réalisation précité, un module 210a d'injection de l'information a priori api, comprenant un module démultiplexeur, noté DEMUX, ce module démultiplexeur délivrant, à partir de l'information a priori précitée, constituée par le flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés EIDS = api, un ensemble de flux d'information a priori sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés, noté {APIDUSm}™:ι ' . On comprend bien entendu qu'afin d'assurer une égalisation et un décodage conjoint par couches, c'est-à- dire par trames et par salves effectivement transmises, ainsi que décrit précédemment dans la description relativement au procédé de codage, le module démultiplexeur DEMUX a pour objet de démultiplexer le flux d'information extrinsèque EIDS sur les bits codés par le code externe et entrelacés, constituant l'information a priori sur les bits codés, sur un même nombre v de voies de démultiplexage que le nombre de couches de flux numérique codé et entrelacé engendrées à l'émission. Dans ces conditions, le module 210 d'égalisation et de détection conjointe comporte en outre un module 210b de détection à entrée et sortie pondérée, module SISO, lequel reçoit en entrée, d'une part, le flux d'information a priori sur les bits de trames utilisateur |APIDUSm}™~]' et, d'autre part, les flux élémentaires de symboles de modulation reçus {MSDSr}~^ . Bien entendu, le module 210b de décodage entrées/sorties pondérées reçoit également l'estimée des coefficients du canal de transmission
H = jm'r =1 r=:1 des coefficients des canaux de transmission élémentaire, délivrée à partir d'une chaîne de calcul 22 recevant le deuxième flux de sortie pondérée APOSO représentatif de l'information a posteriori sur les bits codés. La chaîne de calcul 22 peut comprendre en cascade un module d'entrelacement π et un module de décision non linéaire, suivis d'un module de calcul des coefficients du canal .
Le module de décodage 210b délivre un flux de sorties pondérées sur les bits de couches de flux numérique codé entrelacés, noté {EUDSSOm}™~}' . Le module 210b est suivi d'une pluralité de modules soustracteurs, notée 210c, chaque module soustracteur permettant de soustraire de chaque flux de sorties pondérées sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés {EUDSSOm} l'information a priori sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés {APIUDSm} pour délivrer un flux d'information extrinsèque sur les bits des flux des couches de flux numérique codé entrelacés, noté {EIEUSOm}™^ . Un module multiplexeur 210d est alors prévu, ce module multiplexeur recevant les flux d'information extrinsèque EIEUSOm sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacés et délivrant le premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDSi par le code externe et entrelacés au module de désentrelacement 211.
En outre, en référence à la même figure 4a, on indique que le module de décodage 212 à partir du code externe C° peut comprendre un module 212a de détection à entrées/sorties pondérées, recevant le deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS2 précité en provenance du processus d'égalisation et de détection conjointe mis en œuvre par le module 210, le module de décodage à entrées/sorties pondérées 210a délivrant un flux de sorties pondérées représentatif d'une information a priori sur les bits codés APOSO. Le module 212a est associé à un module soustracteur 212b permettant de soustraire le flux de sorties pondérées représentatif d'une information a priori sur les bits codés APOSO, le deuxième flux d'information extrinsèque EIDS2 pour délivrer le troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés EIDS3 issu du décodage à partir du code externe C° .
Un justificatif du mode opératoire du module 210b d'égalisation et de détection conjointe de type SISO sera maintenant donné ci -après.
Dans ces conditions, le processus d'égalisation/ détection conjointe précité peut être considéré comme un modèle de Markov discret à nombre d'états fini.
Dans ces conditions, le canal équivalent à interférence intersymboles peut être compris comme un code convolutionnel non récursif non systématique de mémoire, exprimée en temps symbole, χc-l, dont le polynôme générateur complexe unique est susceptible de varier dans le temps. Ce dernier, par souci de simplification de dénomination, est désigné par code d'interférence intersymboles .
Chaque couche m constituée par une antenne est ainsi associée à un code d'interférence intersymboles spécifique . Le code d'interférence intersymboles associé à la couche de rang m est ainsi un modèle de Markov à nombre d'états fini invariable dans le temps et qui admet une représentation en treillis Tm(Vm,Bm) où Vra et Bm désignent l'espace des états ou sommets et l'espace des branches respectivement.
Le treillis Tm est défini à chaque instant d'échantillonnage n par les états ou sommets selon la relation (3) ou (4) :
-111 — Y7111 -7m \
>n - ^n-χc+l'"'»zn-l j (3) z™_t désignant les symboles complexes successifs, ou de manière équivalente :
Figure imgf000038_0001
où ™-t désigne les symboles constitués par les arrangements de bits successifs et par les branches bm.
Les branches bm contiennent trois champs, bm = m'^m'^m J consistant en :
" un état de départ b^ e Nn_ι ; " un état d'arrivée b^ e Nn ;
" une étiquette bm représentant un symbole d'entrée u™
où bm = pml,---,bmq+n j est la représentation binaire de
La complexité de l'espace des états et de l'espace des branches vérifie la relation (5) :
IVm = Qm*C ,Vne[θ,τ] et Bm Qi-T-Viie M (5)
Les considérations précédentes peuvent être généralisées à la totalité de la structure multicouche. Les états et les séquences d'entrée du modèle de Markov résultant correspondent simplement à la concaténation d'états ou de séquences d'entrée des modèles de Markov élémentaires modélisant le code d'interférence intersymboles associé à chaque couche. Le treillis combiné associé T est le produit
cartésien <g> des v treillis (Tm]m=1. Ainsi, les valeurs de complexité correspondantes sont données par les relations (6) et (7) :
Figure imgf000039_0001
Figure imgf000039_0002
Figure imgf000039_0003
et Bn , désignent les sommets et les branches des treillis T et à toute section n e [l,τ] .
Dans le but de mettre en œuvre le processus d'égalisation et de détection conjointe, il est nécessaire de calculer la valeur logarithmique des rapports de probabilité a posteriori de valeur sur chaque bit de chacun des symboles u™ à chaque instant d'échantillonnage n e [l,τ] et pour chaque couche de rang m e [l,v] . Un tel processus calculatoire peut être mis en œuvre de manière optimale par application de l'algorithme BCJR sur le treillis multicouche résultant T®(V®,B®). Les contraintes de calcul et de mémorisation d'un tel algorithme optimum étant sensiblement linéaires en fonction de B" , une telle approche se révèle rapidement
prohibitive en complexité et ne peut donc être retenue.
Une possibilité pour contourner un tel écueil de complexité consiste à réduire tous les treillis Tm de couche de rang m à des sous-treillis T^V^B"1) en réduisant la contrainte de longueur χc à une valeur arbitraire inférieure km, km e [l,χc] • La valeur arbitraire km peut être adaptée pour chaque couche. Les sous-états de chaque sous-treillis Tm sont ainsi définis par la relation (8) :
Figure imgf000040_0001
et la complexité des espaces d'état et de branche du sous- treillis Tm vérifie la relation (9) :
Figure imgf000040_0002
(9)
Figure imgf000040_0003
Dans ces conditions, le processus d'égalisation et de détection conjointe multicouche à entrées et sorties pondérées peut être mis en œuvre selon un concept de traitement par survivant généralisé, lequel sera exposé ci-après .
En raison du fait qu'une partie seulement de la mémoire du code d'interférence intersymboles associé à chaque couche de rang m e [l,v] est maintenue dans le treillis résultant des sous-états, les symboles de modulation transmis z™ impliqués dans les métriques euclidiennes de branche et qui ne sont pas directement accessibles doivent être recalculés explicitement grâce à un traitement par survivant, traitement PSP.
Dans le but de limiter l'effet de propagation d'erreur bien connu, le traitement PSP nécessite que les canaux élémentaires de chaque antenne d'émission à toutes les antennes de réception soient des canaux à phase minimale. Malheureusement, il n'est en général pas possible de mettre en œuvre un filtre de longueur finie à entrées et sorties multiples permettant de satisfaire exactement la contrainte de phase minimale précitée. Un algorithme de Viterbi généralisé, algorithme GVA, a été proposé, dans lequel le concept de base consiste à compenser la dégradation de performance de traitement PSP par la rétention d'un nombre Ω de chemins survivants supérieur à l'unité par sous-état. Le traitement correspondant est appelé traitement par survivant généralisé ou traitement GPSP.
L'application de l'algorithme GVA à l'égalisation de canal et à la détection conjointe, s'est révélée particulièrement robuste au phénomène de propagation d'erreur. Confer l'article publié par R.VISOZ, A.O.BERTHET, P.TORTELIER "Joint Equalization and Decoding of Trellis-Encoded Signais _ us ing the Generalized Vi terbi Algori thm" , publié par IEEE VTC 2000, Boston, USA. En particulier, l'approche par traitement GPSP rend la mise en œuvre d'un préfiltrage à phase minimale non nécessaire .
Différents modes de mise en œuvre de processus d'égalisation et de détection conjointe de type SISO permettant de bénéficier des avantages du principe du traitement GPSP seront maintenant décrits ci-après. Une diminution très significative tant en termes de complexité calculatoire que de contraintes de mémorisation peut être obtenue en supprimant le processus de récursion arrière et en réalisant le traitement des sorties souples pendant le processus de récursion avant, ainsi qu'il a été proposé dans l'égaliseur de Viterbi à sorties pondérées SOVE, et dans l'algorithme de Viterbi à sorties pondérées SOVA décrits par G.BAUCH, V.FRANZ dans l'article intitulé "A Comparison of Soft -in and Soft-out Algori thms for Turbo-Détection " , Proceedings of ICT vol.2, pp. 259-263, Portos Carras, Greece, Juin 1998, respectivement par J.HAGENAUER, P.HOEHER dans l'article intitulé "A Vi terbi Algori thm wi th Soft -Decision Outputs and i ts Applications " publié par Proc . , IEEE Globecom'89, pp. 1680-1686, Dallas, USA, Novembre 1989.
Les modes de réalisation précités sont désignés algorithme de type SOVE respectivement de type SOVA en référence aux algorithmes SOVE, respectivement SOVA correspondants . En ce qui concerne l'algorithme de type SOVE, on suppose qu'à toute section n e [l,τ], à chaque sous-état de départ s'eVn_j sont associes :
• une liste ordonnée jμ^_j ω(s'),ωe [l,Ω]j des Ω meilleures métriques accumulées de sous-états en récursion avant ;
" une liste ordonnée jlTn-θ-l ω •* ω e [l>Ω]) des Ω trajets survivants correspondants fi ni=_n1-Θ-1 s ω' - - ! Pûn-θ-1 s ω' > H iî n_θ s ω' > • • • >M ûn-l s ω' j. se terminant en s ' . L'algorithme de type SOVA requiert également
une liste ordonnée des Ω séquences
Figure imgf000043_0001
bits pondérées non signées
Figure imgf000043_0002
associées aux trajets survivants. Les algorithmes de type SOVE et SOVA généralisés à sens de récursion unique exécutent une récursion avant, à la profondeur n, pour chaque sous-état de terminaison s e Nn ,
calculent pour toutes les transitions b e Bn telles que
b+ = s et pour tous les rangs ω e [1,Ω] , les ΩxT _1Qm nouvelles métriques accumulées de sous-états selon la relation (10) :
μ5,*(s) = μn-ι,*0 ) + 4n,/0>) avec (10)
Figure imgf000043_0003
en désignant le logarithme népérien.
Ces métriques sont ensuite classifiees par ordre de valeur croissante. Cette récursion est exécutée avec les conditions aux limites données par la relation (11) :
μ jι( ) = 0;μ5ω(0) = oo pour ω > 1 (11) et H.ω =°°'Vs ≠°'ω eP'Ω*J • Seules les Ω meilleures métriques, les plus faibles, sont mémorisées au niveau du sous-état s pour l'étape de la section suivante. Simultanément, les trajets survivants passés ûf-Tn-θ-1 ω>ωe[lΩ] sont étendus selon les transitions
existantes s': un -» s. Les ΩxT _ Qm nouveaux trajets s' survivants potentiels û.*_n_Q sont mémorisés σ ω temporairement et triés selon le rang de leur métrique associée μήχω(s) mais seuls les Ω trajets survivants dont les métriques sont les meilleures sont effectivement utilisés pour l'étape de la section suivante. L'algorithme de type SOVE généralisé calcule la valeur logarithmique du rapport de probabilité extrinsèque de la valeur bit ™_θ . selon la relation (12) :
'( d-fiï-o {b.B. ™ . ,. Cu.o~>+«-A<
(12)
., ω (b-)+ξ£JωO>)
Figure imgf000044_0001
relation qui, en pratique, se réduit à la relation (13)
Figure imgf000044_0002
où est une valeur approchée du logarithme du
Figure imgf000045_0001
rapport des probabilités a posteriori des valeurs du bit u™_fl . définie par la relation (14) :
Figure imgf000045_0002
Ï≤S≤ΩJ. ® b-_0} l,ω(b ) + ξn,ω0>)
(14)
Figure imgf000045_0003
et où *λ*-"μ(u -.«,--) est une valeur du logarithme du rapport des
probabilités de la valeur du bit u n_g • égale à 1, respectivement à zéro issue du décodage au moyen du code externe C° vérifiant la relation (15) :
Figure imgf000045_0004
L'algorithme de type SOVA généralisé opère de manière légèrement différente.
De manière semblable aux trajets survivants, les séquences
* n—1 s' /-. pondérées non signées d'information bit Li=n—θ-l ω' ω t1' Ω] sont tout d'abord étendues selon des transitions existantes s':un —>s. Les ΩxT _ Qm nouvelles séquences pondérées non signées
Λ n c potentielles Lj_n_0 * sont mémorisées temporairement et
triées en fonction du rang des métriques μ^,(s) correspondantes. Pour chaque couche m e [l,v] et pour chaque bit d'entrée d'un symbole j e [l,qm] les séquences pondérées non signées L™ - ω s sont initialisées selon la relation (16) :
*m ω = oo (16)
A nouveau, les Ω meilleures séquences pondérées non signées sont seules mémorisées pour l'étape de section suivante .
L'étape de décision pondérée de mise à jour de l'algorithme est ensuite exécutée.
Pour tout sous-état s e Vn , pour chaque couche m e [l,v], pour chaque bit d'entrée j e [l,qm] et pour chaque rang ω e [1,Ω], les séquences pondérées non signées
Λ n s d'information sur la valeur des bits LJ_Π_Q ω sont mises à jour par récursion descendante de la profondeur i = n-1 à la profondeur i = n-δ selon la relation (17) :
Figure imgf000046_0001
relation dans laquelle f(.) est une fonction de mise à jour et où : s n.J ω = μ→_m (s) - μ^ω (s) (18)
avec ωm,j- ln k ≥Ω+l.ûP'j ? u". s i.J ω (19)
Selon un mode de mise en œuvre spécifique, la fonction de mise à jour f (.) peut avantageusement vérifier la relation (20) :
Figure imgf000047_0001
et peut être établie selon une expression approchée vérifiant la relation (21) :
f fl|Lπyi s ω,Δ Λmn s ω |_≈_m,m„ i^f mij s ω,Δ Amn s ωj (2n1 \)
Pour n > θ, l'algorithme délivre des valeurs pondérées signées d'information sur le bits du symbole un-θ- Ces valeurs pondérées signées :
Figure imgf000047_0002
sont calculées pour m e [l,v] j e [l,qm] en utilisant le trajet survivant de premier rang ui=n_Q j et la séquence de valeurs pondérées signées d'information sur les bits -T ^ sbest ti=n-θ i *1***- se terminent chacun, à la section n, dans le sous-état sbest.
Le sous-état sbest est défini selon la relation (23) :
sbest = arg min jμ^ (s),s e N® J (23 ) .
En définitive, une valeur approchée directement utilisable de la valeur du logarithme du rapport des probabilités de la valeur des bits umn-Q«,j. est calculée p car une soustraction pour chaque bit de la valeur du logarithme du rapport des probabilités a priori de la valeur du bit λa(um_θ J= APOSO délivrée par le décodeur externe 212a aux valeurs pondérées signées obtenues λ^u™_θ •J= EIDS2 selon la relation
(24) :
Figure imgf000048_0001
Les figures 5a à 5d représentent des diagrammes de simulation de la valeur du taux d'erreur bit au décodage, BER, en fonction du rapport signal à bruit Eb/Νo exprimé en dB et des itérations successives dans différentes situations. Le canal de test était constitué par un canal normalisé de type EQ3, c'est-à-dire un canal constitué par trois échos séparés du temps symbole, chaque écho suivant une distribution de Rayleigh. En outre, le code externe C° était un code convolutif de rendement 1/2 à 16 états et le processus d'entrelacement avait pour taille 128 x 8 bits. La figure 5a représente une telle simulation dans le cas de la mise en œuvre d'un processus de l'art antérieur selon la figure la. Le treillis du processus d'égalisation dans ce cas correspondait à un treillis à 64 états.
On observe que le taux d'erreur bit BER atteint la valeur 1,00 x 10"4 pour un rapport signal à bruit de valeur 9 dB à la troisième itération #3.
La figure 5b correspond à un processus de codage/ décodage conforme à l'objet de la présente invention dans lequel le nombre de couches v=3. Dans cette situation, le treillis correspondant au processus d'égalisation et de détection conjointe comportait également 64 états et un seul trajet survivant, soit Ω = 1. On constate, en particulier, une valeur du taux d'erreur bit du même ordre de grandeur BER = 1,00 x 10"4 alors que le rapport signal à bruit n'est que de 7 dB dès. la deuxième itération #2.
La figure 5c correspond à un processus de codage / décodage conforme à l'objet de la présente invention exécuté dans les conditions semblables à celles de la figure 5b, le nombre de couches v ayant cependant été porté à v=4. En outre, le treillis du processus d'égalisation et de détection conjointe comportait un nombre d'états égal à 16 et le nombre de trajets survivants retenus était Ω = 8.
Alors que les performances, dans cette situation, restent largement supérieures à celles de l'art antérieur, représenté en figure 5a, tant en matière de réduction du taux d'erreur bit que de vitesse de convergence, la seule augmentation du nombre de couches n'apparaît pas en mesure d'améliorer cet ensemble de critères vis-à-vis du processus objet de l'invention décrit en figure 5b.
Enfin, la figure 5d correspond à un processus de codage / décodage conforme à l'objet de l'invention, le nombre de couches étant pris égal à v=3, pour différentes valeurs du nombre Ω de trajets survivants retenus, comparé à un processus de décodage optimal de type BCJR. Alors que le processus d'égalisation et de détection conjointe BCJR comportait 64 états, le nombre d'états du processus de type SOVA, désigné SOVA like, était restreint à 8 états, le nombre Ω de trajets survivants, pris comme paramètre d'essai, ayant été porté successivement de Ω = 1 à Ω = 4. On constate que, pour un nombre de trajets survivants retenus Ω = 4, dès la troisième itération, les performances en matière de taux d'erreur bit sont très proches de celles du décodage optimal BCJR, quelle que soit sensiblement la valeur du rapport signal à bruit. Le système de décodage selon l'invention utilise ainsi un algorithme sous-optimal pour réaliser les opérations de détection multicouches et de décodage d'interférences intersymboles, en réduisant avantageusement la complexité des traitements effectués. En outre, il met en œuvre une estimation itérative des coefficients de la réponse impulsionnelle des canaux de transmission.
Le procédé de codage et de décodage objet de la présente invention donne des résultats particulièrement intéressants en matière de gain de taux d'erreur bit pour de larges plages de valeurs du rapport signal à bruit. Il peut en outre être optimisé en fonction du nombre de couches et du nombre de trajets survivants retenus.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de décodage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple sur un canal de transmission générateur d'interférences intersymboles, ce flux de données numériques codées avec entrelacement consistant en un ensemble de flux numériques élémentaires transmis obtenus à partir d'un flux initial de données numériques soumis à : - un codage externe au moyen d'un code de rendement déterminé, pour engendrer un flux numérique codé,
- un entrelacement au niveau bit de ce flux numérique codé pour engendrer un flux numérique codé entrelacé,
- un démultiplexage de couche de ce flux numérique codé entrelacé sur un nombre v de voies démultiplexées déterminé, pour engendrer un nombre correspondant de couches de flux numérique codé entrelacé,
- une conversion de chaque suite numérique de modulation constituée par qm bits successifs d'une même couche en un symbole Qm-aire, Qm = 2qtn, selon un schéma de mise en correspondance spécifique,
- une transmission de chaque symbole Qm-aire au moyen d'une antenne d'émission distincte, l'ensemble de ces antennes formant un réseau à diversité spatiale, permettant d'engendrer cet ensemble de flux numériques élémentaires transmis, caractérisé en ce que ledit procédé consiste : à recevoir, sur une pluralité p d'antennes de réception, ledit flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple constitué par ledit ensemble de flux numériques élémentaires transmis sur ce canal de transmission, lesdites antennes de réception étant en nombre p indépendant du nombre v d'antennes d'émission et formant un réseau d'antennes de réception à diversité spatiale pour définir un ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus ; à soumettre ledit ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus à un processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche au moyen d'un flux d'information extrinsèque sur les bits codés par ledit code externe et entrelacés, ledit flux d'information extrinsèque constituant une information a priori, pour engendrer un premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés ; à soumettre ledit premier flux d'information extrinsèque à un désentrelacement, pour engendrer un deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation ; - à soumettre ledit deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés à un décodage à partir dudit code externe, pour engendrer un troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés, issu du décodage à partir dudit code externe ; - à soumettre ledit troisième flux d'information extrinsèque à un entrelacement, pour engendrer ledit flux d'information extrinsèque sur les bits codés par ledit code externe et entrelacés constituant ladite information a priori ; à réinjecter ladite information a priori dans le processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit processus itératif d'égalisation et de détection conjointe du canal de transmission consiste : à soumettre ledit flux d'information extrinsèque sur les bits codés par ledit code externe et entrelacés, constituant ladite information a priori, à un démultiplexage de couche en un ensemble v de flux d'information a priori sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacé ; à effectuer, sur lesdits flux élémentaires de symboles de modulation reçus, à partir desdits flux d'information a priori sur les bits des couches, une égalisation et une détection conjointe multicouche à entrée/sortie pondérée appliquée à un treillis global réduit en nombre d'états, ce treillis étant défini comme le treillis des canaux à mémoire élémentaires constitutifs du canal de transmission, pour engendrer un ensemble de flux de sorties pondérées sur les bits de couches de flux numérique codé entrelacé ; à extraire de chaque flux de sorties pondérées sur les bits de couche ladite information a priori sur les bits de couche, pour engendrer un ensemble de flux d'information extrinsèque sur les bits de couche ; à soumettre l'ensemble de flux d'information extrinsèque sur les bits de couche à un multiplexage, pour engendrer ledit premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés .
3. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2 , caractérisé en ce que ledit décodage au moyen dudit code externe consiste : à soumettre ledit deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation à un décodage à entrée/sortie pondérée au moyen dudit code externe, pour engendrer un flux de sorties pondérées représentatives d'une information a posteriori sur les bits codés ; à soustraire ledit deuxième flux d'information extrinsèque dudit flux de sorties pondérées représentatives de ladite information a posteriori sur les bits codés, pour engendrer ledit troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés.
4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que pour un ensemble de flux numériques élémentaires transmis constitué par des salves comportant au moins une suite de symboles binaires d'apprentissage, celui-ci consiste en outre à : calculer pour chaque itération à partir de symboles d'apprentissage une estimation des coefficients de contribution à 1 ' interférence intersymboles entre canaux élémentaires constitutifs du canal de transmission ; réinjecter dans le processus d'égalisation et de détection conjointe multicouche les valeurs réestimées de ces coefficients.
5. Procédé selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que l'étape d'égalisation et de détection conjointe multicouche à entrée et sortie pondérée est mise en œuvre par le processus GPSP, consistant à conserver Ω survivants par nœud du treillis réduit global, le calcul des dites sorties pondérées consistant en un processus SOVA généralisé.
6. Procédé selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que ledit treillis global résulte d'un produit cartésien de treillis réduits en nombre d'états, associés aux canaux.
7. Dispositif de décodage d'un flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple sur un canal de transmission générateur d'interférences intersymboles, ce flux de données numériques codées avec entrelacement consistant en un ensemble de données numériques soumis à : - un codage externe au moyen d'un code de rendement déterminé, pour engendrer un flux numérique codé entrelacé,
- un démultiplexage de couche de ce flux numérique codé entrelacé sur un nombre v de voies démultiplexées déterminé, pour engendrer un nombre correspondant de couches de flux numérique codé entrelacé,
- une conversion de chaque suite numérique de modulation constituée par qm bits successifs d'une même couche en un symbole Qm-aire, Qm = 2°-™, selon un schéma de mise en correspondance spécifique, - une transmission de chaque symbole Qm-aire au moyen d'une antenne d'émission distincte, l'ensemble de ces antennes formant un réseau à diversité spatiale, permettant d'engendrer cet ensemble de flux numériques élémentaires transmis, caractérisé en ce que ledit dispositif de décodage comporte : une pluralité p d'antennes de réception permettant de recevoir ledit flux de données numériques codées avec entrelacement sur bits en émission et en réception multiple constitué par ledit ensemble de flux numériques élémentaires transmis sur ce canal de transmission, lesdites antennes de réception étant en nombre p indépendant du nombre v d'antennes d'émission et formant un réseau d'antennes de réception à diversité spatiale permettant de définir un ensemble de flux élémentaires de symboles de modulation reçus ; des moyens de turbodétection permettant de soumettre ledit ensemble de flux élémentaires de modulation reçus à un processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche au moyen d'un flux d'information extrinsèque sur les bits codés par ledit code externe et entrelacés, ledit flux d'information extrinsèque constituant une information a priori, pour engendrer un premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés ; des moyens de désentrelacement recevant ledit premier flux d'information extrinsèque et permettant, par désentrelacement de ce dernier, d'engendrer un deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation ; des moyens décodeurs recevant ledit deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés et permettant, par décodage de ce dernier à partir dudit code externe, d'engendrer un troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés, issu du décodage à partir dudit code externe ; des moyens de d'entrelacement recevant ledit troisième flux d'information extrinsèque et permettant, par entrelacement, d'engendrer ledit flux d'information extrinsèque sur les bits codés par ledit code externe et entrelacés constituant ladite information a priori ; des moyens de réinjection de ladite information a priori dans le processus itératif d'égalisation du canal de transmission et de détection conjointe multicouche .
8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdits moyens de turbodetection comportent : des moyens de démultiplexage de couche recevant ledit flux d'information extrinsèque sur les bits codés par ledit code externe et entrelacés constituant ladite information a priori permettant, par démultiplexage sur un nombre v de voies, d'engendrer un ensemble v de flux d'information a priori sur les bits des couches de flux numérique codé entrelacé ; des moyens d'égalisation et de détection conjointe multicouche recevant, d'une part, lesdits flux élémentaires de symboles de modulation reçus, et, d'autre part, lesdits flux d'information a priori sur les bits des couches, lesdits moyens d'égalisation et de détection conjointe permettant d'effectuer une égalisation et une détection conjointe multicouche à entrée/sortie pondérée appliquée à un treillis global réduit en nombre d'états, ce treillis étant défini comme le treillis des canaux à mémoire élémentaires constitutifs du canal de transmission, pour engendrer un ensemble de flux de sorties pondérées sur les bits de couches de flux numérique codé entrelacé ; des moyens d'extraction, de chaque flux de sorties pondérées sur les bits de couches de flux numérique codé entrelacé ; des moyens d'extraction, de chaque flux de sorties pondérées sur les bits de couche, de ladite information a priori sur les bits de couche, permettant d'engendrer un ensemble de flux d'information extrinsèque sur les bits de couche ; des moyens multiplexeurs recevant ledit ensemble de flux d'information extrinsèque sur les bits de couche et permettant, par multiplexage, d'engendrer ledit premier flux d'information extrinsèque sur les bits codés par le code externe et entrelacés .
9. Dispositif selon l'une des revendications 7 et
8, caractérisé en ce que en ce que lesdits moyens décodeurs comportent : des moyens de décodage à entrée/sortie pondérée au moyen dudit code externe recevant ledit deuxième flux d'information extrinsèque sur les bits codés en provenance du processus d'égalisation et permettant d'engendrer un flux de sorties pondérées représentatives d'une information a posteriori sur les bits codés ; des moyens soustracteurs dudit deuxième flux d'information extrinsèque dudit flux de sorties pondérées représentatives de ladite information a posteriori sur les bits codés, permettant d'engendrer ledit troisième flux d'information extrinsèque sur les bits codés.
10. Dispositif selon l'une des revendications 7 à
9, caractérisé en ce que, pour un ensemble de flux numériques élémentaires transmis constitué par des salves comportant au moins une suite de symboles binaires d'apprentissage, celui-ci comprend en outre des moyens de calcul, pour chaque itération, à partir desdits symboles d'apprentissage d'une estimation des coefficients de contribution à 1 ' interférence intersymboles entre canaux élémentaires constitutifs du canal de transmission, les valeurs réestimées de ces coefficients étant réinjectées dans le processus d'égalisation et de détection.
11. Dispositif selon l'une des revendications 8 à
10, caractérisé en ce que lesdits moyens d'égalisation et de détection conjointe multicouche à entrée et sortie pondérée sont mis en œuvre selon un processus GPSP consistant à conserver Ω trajets survivants par nœud du treillis réduit global, le calcul desdites sorties pondérées consistant en un processus de type SOVA/SOVE généralisé.
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