SE426761B - Pulsbreddsmodulerad spenningsomvandlare for omvandling av en likspenning till en lagfrekvent och foretredesvis sinusformad vexelspenning - Google Patents

Description

8008633-3 omkopplingsfrekvens som är mycket högre (j5 kHz) än ringsignalfrekven- g sen (S0 kHz) i syfte att reducera störande övertoner i ringsignalen. ÉEDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN Ett problem vid konstruktion av ringsignalgenerator och matningsspän- ningskälla hos linjekretsar är att åstadkomma önskade spänningar och 5 strömmar med minsta möjliga effektåtgång. Tidigare kända lösningar så- som en roterande maskin, klass C-oscillator för ringgeneratorn har i allmänhet alltför stor vikt och för stora dimensioner. Vid försök till miniatyrisering är det framför allt LF-drosslar och transformatorer ...ua- ma... ...- som upptar störst utrymme och vikt. Vidare utvecklar effektkomponen- ¿ 10 terna i lineära slutsteg så mycket värme att de ej kan monteras mycket tätare trots att deras fysikaliska dimensioner är små.

Spänningsomvandlaren enligt föreliggande uppfinning innehåller en trans- formator, vilken både på batteri- och lastsidan är ansluten till om- kopplingselement, exempelvis transistorer. Omkopplingselementen styrs 15 därvid så att den till batterisidan inkommande likspänningen omvandlas till en sinusformad utgångsspänning och utgångsström, dvs utgången har fyrkvadrantkaraktär, varigenom utgången kan tillåtas bli belastad med såväl resistiv som reaktiv last. Frekvensen hos styrsignalerna till omkopplingselementen är därvid vald mycket hög i förhållande till frek- 20 vensen (eg frekvensspektret) hos den önskade utspänningen, varigenom § transformatorn och det efterföljande utgångsfiltret kan ges små dimen- sioner. Fyrkvadrantkaraktären hos omvandlarens effektsteg medför dess- utom att temporär överskottsenergi i utgångsfiltret kan återmatas till likspänningskällan, varför viss effektbesparing även här kan uppnås. 25 Ändamålet med uppfinningen är således att åstadkomma en spånningsom- vandlare föromvandlinglikströmtillväxelström vilken upptar litet utrymme och kräver låg effekt för omvandlingen.

Omvandlaren enligt uppfinningen är därvid kännetecknad enligt patent- kravets 1 kännetecknande del. 10 15 20 25 30 8008633-3 FIGURFURTECKNING Uppfinningen skall nu närmare beskrivas med hänvisning till bifogad ritning där figur 1 visar ett block- och kopplingsschema över en spänningsomvand- lare enligt uppfinningen i sina grunddrag; figurerna 2a-Zd visar ekvivalenta scheman över omvandlaren (effektde- len) enligt figur 1 under de olika kopplingsförloppen; figur 3 visar ett tidsdiagram för att närmare förklara verkningssättet hos omvandlaren enligt figur 1; figur 4 visar ett tidsdiagram över strömmarna genom två transformator- lindningar i schemat enligt figur 1; figur 5 visar ett diagram över en möjlig modulatorkarakteristik hos pulsbreddsmodulatorn ingående i omvandlaren enligt figur 1.

FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER Grunddragen hos spänningsomvandlaren enligt uppfinningen framgår av figur 1. Ett batteri B, som avger en lämplig likspänning är anslutet till ett ingångsfilter IF. Utgångarna av filtret IF är anslutna till de båda ändpunkterna av en första lindning L1 hos en transformator T.

Ingångsfiltret IF har till uppgift att eliminera de olägenheter, som uppstår då omvandlarens matningsspänningskälla ej har tillräckligt låg impedans vid omkopplingsfrekvensen. Filtret skall utjämna de pulsström- mar som uppträder i omvandlaren så att annan utrustning (ansluten till batteriet B) ej störs och så att omvandlarens matningsspänning ej nämn- värt påverkas av dessa pulsströmmar. Transformatorn T är av konven- tionellt utförande med ferritkärna och innehåller två lindningar l1 och lz på ena sidan (nedan kallad primärsida) samt två lindningar L3, l4 på den andra sidan (sekundärsidan). Lindningen L1, är med sina ändpunkter via en första omkopplare Pf ansluten till filterutgângen enligt ovan och lindningen lz är med sin ena ändpunkt via en andra omkopplare Pr och med sin andra ändpunkt direkt ansluten till ingångsfiltrets IF ut- gång. Pâ liknande sätt är sekundärlindningshalvan L3 med sin ena änd- punkt via en tredje omkopplare S1 och med sin andra ändpunkt direkt ansluten till ingången av ett utgångsfilter UF. Den fjärde lindnings- halvan L4 är med sin ena ändpunkt via en fjärde omkopplare S2 och med suossss-3 10 15 20 25 30 35 sin andra ändpunkt direkt ansluten till ingången av utgångsfiltret UF.

Omkopplarna är styrbara från utgångarna pf, pr, s1 och sz av en puls- breddsmodulator PM som nedan närmare skall beskrivas. Omkopplarna Pf, Pr och S1, S2 kan utgöras av bipolära transistorer, fälteffekttran- sistorer av NOS-typ eller bipolär typ beroende på aktuellt tillämp- ningsfall. Omkopplaren Pr kan även utgöras av enbart en diod, varvid styrpulserna Pr från modulatorn PM ej utnyttjas. Lindningshalvorna L1 - L4 är orienterade så som punktmarkeringarna i figur 1 anger och varvtalsomsättningarna L1 - L3, Lz - l¿ kan väljas på lämpligt sätt beroende på önskad utspänningsnivå hos den från utfiltret UF erhållna lastspänningen UL. Blocket L symboliserar en last, vilken i ringsig- nalgeneratortillämpningen utgörs av en s k ringbus, dvs en tvåtrådig linje som innehåller ett antal omkopplare (ringreläer). I ena läget hos dessa anslutes ringsignalgeneratorn till en apparat och ger en ringsignal till denna. I det andra läget (talläget) anslutes apparaten till en växel och ringsignalgeneratorn är bortkopplad.

Utfiltrets UF båda terminaler är förutom till lasten L anslutna till ingången av ett återkopplingsnät N. I detta sker en dämpning av ut- spänningen UL till lämplig nivå för att kunna anpassas till de efter- följande logikkretsarna. Eftersom utspänningen UL är flytande (ej re- laterad till någon referens) sker i nätet N också en lämplig relate- ring till en referenspotential (jord). Utspänningen UC från nätet N enligt figur 1 är således relaterad till jord.

En jämförare, som består av exempelvis en operationsförstärkare är med ena ingången ansluten till utgången av âterkopplingsnätet N och med den andra ingången till omvandlarens insignalkälla. I tillämpningsfal- let ringsignalgenerator enligt figur 1 är insignalkällan en re- ferensoscillator RO, som avger en sinusformad referenssignal, vars frekvens är lika med den som man önskar erhålla hos utspänningen UL frân filtret UF. Vid jämförelse av referensspänningen Uref med utspän- ningen UC från nätet N erhålles en felspänning UF över jämförarens JF utgång. Denna utgång är ansluten till pulsbreddsmodulatorn PM, vilken över två par utgångar pf, pr och s1, sz avger styrsignaler till omkopp- larna Pf, Pr respektive S1, S2. Storleken av felspänningen UF kommer i pulsbreddsmodulatorn PM att bestämma puls-pausförhållandet (pulskvoten) 10 15 20 25 30 8008633-3 hos de av fyrkantvågor bestående styrsignalerna över utgângarna pf, pr, S1,-S2. Pulskvoten hos dessa kan således variera från 0-100% i be- roende av felspänningen UF, medan deras frekvens bibehâlles konstant bestämd av frekvensen fo hos en klocksignal. En pulsbreddsmodulator, som uppfyller dessa egenskaper är en för fackmannen lösbar uppgift med tillgång till dagens sortiment av logiska kretselement, såsom opera- tionsförstårkare, skiftregister, vippkretsar och AND/OR-element. Den detaljerade uppbyggnaden av pulsbreddsmodulatorn beröres därför ej här.

I de beskrivna utföringsformerna delas, förutom i modulatorns extrem- lägen, varje klockperiod 1/fo av pulsbreddsmoduleringen i två inter- vall. Under det ena sker energitransport enligt någon av de fyra ar- betsmoder som beskrivs nedan mellan last- och batterisida. Under det andra sker ej någon energitransport. In- och utfiltrens uppgift är att utjämna (medelvärdesbilda) denna pulsering så att energiflödet i last och batteri ej varierar nämnvärt med klockfrekvensen fo. På detta sätt âterbildas alltså den analoga signal man önskar förstärka från den pulsbreddsmodulerade mellanformen.

Omvandlarens funktion skall nu närmare beskrivas med hänvisning till fi- gurerna 2a-2d, som visar ekvivalenta scheman under de olika kopplings- förloppen och till figur 3, som visar tidsdiagram över utspänningen Uo, referensspänningen Uref, felspänningen UF och styrspänningspulserna till omkopplarna Pf, Pr respektive S1, S2 för ett visst belastnings- fall, dvs en viss reaktiv last ansluten till utgângsfiltret UF. Puls- breddsmodulatorns karakteristik är visad i diagrammet enligt figur 5.

Detta diagram åskådliggör pulskvoten M hos de utsända styrpulserna till omkopplarna Pf, Pr och S1, S2 som funktion av den styrande felspänningen.

Modulatorn är så uppbyggd att då referensspänningen Uref > UC och båda är positiva är felspänningen UF > UFO, jfr vid t = to i figur 5, Dä Uref < UC och båda är positiva är -UFO < Uf < O (t1 < t < ta). Då Uref < UC > Yo, och båda är negativa, är UF < - UFO och då Uref > UC och båda är negativa är O < UF Fo.

Vid tiden to antas referens- och lastspänning vara lika med noll och därmed U = 0. Under den korta tid då U växer från noll till U F ref Fo etableras den nödvändiga regleravvikvlsen och omvandlaron inträder i 8008655- 3 10 15 20 30 den första arbetsmoden som varar fram till t1. Beroende på belastningen ökar då felsignalen UF över UFO enligt figur 3. Inom intervallet to-t1 sker en pulsbreddsmodulering av pulserna till omkopplaren Pf och S1 medan omkopplarna Pr och S2 är brutna, jfr figur S och ekvivalens* schemat enligt figur Za erhålles. Omkopplingsförloppet under intervallet tn-t1 är sådant att då Pf är sluten är S1 öppen och omvänt, omkopplarna drivs i motfas. refzuo och felspänningen UF kommer att snabbt sjunka först till noll och där- Vid tiden t1 har enligt figur 3 spänningen Uref sjunkit så att U efter till negativt värde då fortsättningsvis referensspänningen blir mindre än spänningen UC. Modulationskarakteristiken för 0 < UF < UFO enligt figur 5 kommer därför att snabbt genomlöpas och pulsbredds- modulering av styrpulserna Pr och S2, vilka enligt figur 5 nu är ak- tiverade kommer att utföras.

Vid tiden tz har enligt figur 3 lastspänningen sjunkit till noll. För att den skall kunna bli negativ måste regleravvikelsen bli något mer negativ så att felspänningen UF blir lika med -UFO (motsvarande +UFo vid nollgenomgângen t = to), och den tredje arbetsmoden inleds. Under intervallet t1~t2 erhålles ekvivalentschemat enligt figur Zb.

Vid tiden tz går både U: och Ur negativa och felspänningen UF minskar mot större negativt värde, jfr förhållandet efter tiden to. Enligt figur 5 kommer nu omkopplarna Pf och S2 att aktiveras och drivas i motfas, medan omkopplarna Pr och S1 ej aktiveras (är brutna). Ekviva- lentschemat enligt figur Zc erhålles.

Vid tiden t3 blir spänningen Ur mindre negativ än UC och felspänningen Fo till noll, varefter lastspänningen kan höjas mot noll under intervallet t3-t4.

UF blir positiv. Detta medför att UF växer snabbt från -U Under detta intervall är omkopplarna Pr och S1 aktiverade och omkoppLas i motfas, varvid pulsbreddsmodulering sker utefter den del av modula- tionskarakteristiken enligt figur 5 som ligger mellan O < U < UFO.

F Förloppet i omvandlarens effektdel skall nu närmare beskrivas med led- ning av figurerna 2a-Zd, som visar förenklade schema över effektdelen, 10 15 20 25 8008633-3 där för enkelhets skull infiltret utelämnats och utfiltret ingår i blocket L. Batterispänningen UBär en likspänning, lastspänningen UL varierar i takt med referensspänningen och strömmarna Ib och 10 som är ramp- (figur 4) eller trapetsiormade pulserar i takt med klock- frekvensen fo.

Intervallet to-t1 (figur 2a) Under detta intervall aktiveras omkopplarna Pf och S1 enligt figur 3.

Då Pf slutes gär en ström Ib in vid punkten till lindningen L1, som magnetiserar transformatorn så att en viss magnetisk energi lagras, se diagrammet tig 4, där varaktigheten av den triangulära pulsen upp till värdet Ia motsvarar tillslagstiden hos omkopplaren Pf. Då omkopplaren Pf gin ger upphov till en ström IQ genom lindningen l3, se figur 4. Ström~ men kommer att flyta till utgångsfiltret och ge en laddning till kon- densatorn i detta. Förloppet upprepas nästa gång omkopplaren Pf leder (S1 bruten) och då omkopplaren S1 leder (Pf bruten). Man får en positiv brytes, slutes omkopplaren S1 och den i transformatorn lagrade ener~ ström, som successivt laddar utgângsfiltret och en positiv spänning över filtret under hela tidsintervallet.

Intervallet t1-tz (figur Zb) Under detta intervall aktiveras omkopplarna Pr och S2 medan omkopplarna Pf och S1 strömmen I0 genom lindningen l4 från utfiltret då omkopplaren S2 leder ej aktiveras. Magnetiseringen av transformatorn sker med (Pr bruten) och urladdning av den i transformatorn lagrade energin ger en ström I i lindningen Lz tillbaks till batteriet B då omkopplaren Pr b slutes (S2 bruten). Man får en negativ ström genom utfiltret (lasten) och en positiv spänning. Effektriktningen blir reverserad i förhållande till föregående fall.

Intervallet tz-t3 (figur 2c) Under detta intervall aktiveras omkopplarna Pf och S2 medan omkopplarna Pr och S1 ej är aktiverade. Strömmen Ib från batteriet B flyter genom lindningen L1 då omkopplaren Pf är sluten (S2 bruten), och lagrar upp 10 15 20 25 30 8008633- 3- magnetisk energi i transformatorn, jfr förhållandet under intervallet to-t1. Då omkopplaren Pf bryter och S2 slutes kommer en ström Io att flyta, vars riktning emellertid är motsatt den enligt figur 1a be- roende på lindningens L4 orientering. Under intervallet tz-t3 fås såle- des en negativ spänning Uo och en negativ ström Io.

Intervallet t3-t4 (figur Zd) Under detta intervall aktiveras omkopplarna Pr och S1 medan omkopplarna Pf och S2 ej är aktiverade. Magnetiseringen av transformatorn sker med strömmen Io genom lindningen l3 från lastsidan då omkopplaren S1 leder (Pr bruten) och urladdningen av den i transformatorn lagrade energin sker med strömmen Ib till batteriet B då omkopplaren Pr är sluten (S1 bruten). Man får en positiv ström och en negativ spänning över lasten L och energiöverföring sker alltså från last- till batterisida.

Tidsdiagrammet enligt figur 3 gäller som ovan nämnts för ett visst be- lastningsfall. I tomgångsfallet är tidpunkterna t1 och t3 belägna i mitten av intervallen to-tz resp ta-t4 och förskjuts mot ta resp t¿ vid ökande reaktiv belastning. Vidare har det fall visats då omkopplar- na Pf, S1 och Fr, S2 drivs i motfas, vilket medför att en s k åter- gångsomvandlare ("fly~back") erhålles. Det är också möjligt att i stället driva omkopplarna Pf, S1 resp Pr, S2 i medfas, varvid omvandlaren bildar en framledningsomvandlare ("forward"). Denna typ av omvandlare har samma utseende vad beträffar effektsteget som visats i figur 1 med det undantaget att orienteringen hos transformatorlindningarna l1-L4 blir omkastad.

Omvandlarens utgångsfilter UF skall demodulera den pulsbreddsmodulerade utsignalen genom att dämpa toner av omkopplingsfrekvensen och högre. I återgångsomvandlaren utgörs filtret UF lämpligen av en kondensator an- sluten över utgängsterminalerna eller av en pi-länk med låg ingångs- impedans för omkopplingsfrekvensen. I framledningsfallet (medfas om- koppling) utgörs filtret UF lämpligen av en LC-länk som bildarett läg- passfilter med låg ingångsimpedans för omkopplingsfrekvensen.

Claims (2)

1. 0 15 20 25 P A T E N T K R A V 1 Pulsbreddsmodulerad omvandlare för omvandling av en likspänning till en lâgfrekvent och företrädesvis sinusformad växelspänning vars amplitud ej är begränsad av nämnda likspänningsnivâ, innefattande ett par ingângsterminaler för anslutning till likspänningen, ett par ut- gängsterminaler för anslutning till en last (L) samt en transformator (T) med fyra lindningar (L1, L2, LS, L4), varvid en första och en andra styrbar omkopplare (P+ resp Pr) är anslutna till ändpunkterna hos lind- ningarna (L1, l2) på transformatorns batterisida ("primärsida") en tredje och en fjärde styrbar omkopplare (S1, S2) är anslutna till änd- punkterna hos lindningarna av transformatorns lastsida ("sekundärsida"), k ä n n e t e c k n a d av att en pulsbreddsmodulator (PM) är anord- nad för att i takt med en högfrekvent klocksignal och i beroende av en felsignal (UF) härledd ur omvandlarens utspänning (UL) och en referens- spänning (Uref) svarande mot den önskade växelspänningen styra omkopp- larna (Pf, Pr, S1, S2) enligt följande: under ett första tidsintervall (to - t1) styrs den första (Pf) och den tredje (S1) omkopplaren med styrpulser av konstant frekvens (fo) svar- ande mot frekvensen hos nämnda klocksignal till omväxlande ledande och spärrat tillstånd med en variabel pulskvot i beroende av storleken hos nämnda felsignal (UF), under ett andra tidsintervall (t1 - tz) styrs den andra (Pr) och den fjärde (S2) omkopplaren med nämnda styrpulser av konstant frekvens och variabel pulskvot, under ett tredje tidsinter- vall (tz - t3) styrs nämnda första (Pf) och fjärde (S2) omkopplare med nämnda styrpulser av konstant frekvens och med variabel pulskvot och under ett fjärde tidsintervall (ts - t4) styrs nämnda andra (Pr) och tredje (S1) omkopplare med nämnda styrpulser av konstant frekvens och med variabel pulskvot.

2. Pulsbreddsmodulerad omvandlare enligt patentkravet 1, k ä n n e- t e c k n a d av att under vart och ett av nämnda tidsintervall (t1 - te, osv) är de båda omkopplarna (Pf, S1, osv) styrda i motfas, dvs den ena leder då den andra är spärrad och omvänt. 10 3 PuLsbreddsmodulerad omvandlare enligt patentkravet 1, k ä n n e- t e c k n a d av att under vart och ett av nämnda tídsintervaLL (t1 - ta, osv) är de båda omkopptarna (Pf, S1 osv) styrda i medfas, dvs båda Leder eller är spärrade samtídígt.