JPS6142274A - スパイク電圧吸収回路 - Google Patents
スパイク電圧吸収回路Info
- Publication number
- JPS6142274A JPS6142274A JP15916784A JP15916784A JPS6142274A JP S6142274 A JPS6142274 A JP S6142274A JP 15916784 A JP15916784 A JP 15916784A JP 15916784 A JP15916784 A JP 15916784A JP S6142274 A JPS6142274 A JP S6142274A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- power supply
- capacitor
- voltage
- absorption
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Protection Of Static Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、スイッチング電源装置のスイッチング・トラ
ンジスタをスパイク電圧から保護するためのスパイク電
圧吸収回路（スナバ回路）に関するものである。
ンジスタをスパイク電圧から保護するためのスパイク電
圧吸収回路（スナバ回路）に関するものである。
（従来例の構成とその問題点）
従来、電力効率が高く、小型化し易い等の長所を有する
スイッチング方式の安定化直流電源、所謂、スイッチン
グ電源は、電源装置におけるその使用比率が急速に高ま
っている。ところが、スイッチング電源には、しばしば
問題となるスイッチングノイズの問題に加えて、スイッ
チング・トランジスタのコレクタ端子に現れる高圧のス
パイク電圧の問題がある。近年ではスイッチングに用い
られるトランジスタやＦＥＴに比較的高耐圧のものが開
発されたり、変成器の１次側と２次側との結合度を高め
てスパイク電圧を小さくする工夫がなされてはいるが、
やはり何等かの保護回路がなくては、トランジスタの破
壊を防ぐことはできない。即ち、スイッチング・トラン
ジスタの最大導通時間比率を１／２とすると、そのコレ
クタ端子に印加される直流電圧の最大値は、理想的には
電源電圧の２倍になる。しかし、実際にはスパイク電圧
が発生するため、保護回路が挿入されていない状態では
、コレクタ電圧は電源電圧の３〜５倍にもなってしまう
。
スイッチング方式の安定化直流電源、所謂、スイッチン
グ電源は、電源装置におけるその使用比率が急速に高ま
っている。ところが、スイッチング電源には、しばしば
問題となるスイッチングノイズの問題に加えて、スイッ
チング・トランジスタのコレクタ端子に現れる高圧のス
パイク電圧の問題がある。近年ではスイッチングに用い
られるトランジスタやＦＥＴに比較的高耐圧のものが開
発されたり、変成器の１次側と２次側との結合度を高め
てスパイク電圧を小さくする工夫がなされてはいるが、
やはり何等かの保護回路がなくては、トランジスタの破
壊を防ぐことはできない。即ち、スイッチング・トラン
ジスタの最大導通時間比率を１／２とすると、そのコレ
クタ端子に印加される直流電圧の最大値は、理想的には
電源電圧の２倍になる。しかし、実際にはスパイク電圧
が発生するため、保護回路が挿入されていない状態では
、コレクタ電圧は電源電圧の３〜５倍にもなってしまう
。
第１図は、従来のスパイク電圧吸収回路の構成を示すも
ので、１はスイッチング用の主トランジスタ、２は主ト
ランジスタ１のベース駆動回路、３は１次側を１次側直
流電源〔以下直流電源という（図示しない）〕に接続し
、２次側を整流回路（図示しない）に接続した変成器、
４はダイオード５と、吸収用コンデンサ６と、抵抗７と
からなるスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧吸
収回路４に入力したスパイク電圧は、ダイオード５を経
て吸収用コンデンサ６に充電、吸収された上、抵抗７に
よって放電される。
ので、１はスイッチング用の主トランジスタ、２は主ト
ランジスタ１のベース駆動回路、３は１次側を１次側直
流電源〔以下直流電源という（図示しない）〕に接続し
、２次側を整流回路（図示しない）に接続した変成器、
４はダイオード５と、吸収用コンデンサ６と、抵抗７と
からなるスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧吸
収回路４に入力したスパイク電圧は、ダイオード５を経
て吸収用コンデンサ６に充電、吸収された上、抵抗７に
よって放電される。
このように構成された従来例では、１次側直流電源電圧
（以下電源電圧という）を１４０Ｖ（交流１００Ｖを両
波整流したときの値）、主トランジスタ１の導通時間比
率を１／３とすれば、主トランジスタ１が遮断状態での
安定後のコレクタ電圧は２１０ｖとなり、ダイオード５
のカソード電圧は、スパイク波形によりコレクタ電圧よ
り少なくとも３０Ｖ程度上昇して（スパイク電圧は完全
にはなくならない）、２４０ｖ程度になり、抵抗７には
、ダイオード５のカソード電圧と電源電圧との差の１０
０ｖ程度が常時印加されることになる。この関係を図示
すると、第２図のようになる。
（以下電源電圧という）を１４０Ｖ（交流１００Ｖを両
波整流したときの値）、主トランジスタ１の導通時間比
率を１／３とすれば、主トランジスタ１が遮断状態での
安定後のコレクタ電圧は２１０ｖとなり、ダイオード５
のカソード電圧は、スパイク波形によりコレクタ電圧よ
り少なくとも３０Ｖ程度上昇して（スパイク電圧は完全
にはなくならない）、２４０ｖ程度になり、抵抗７には
、ダイオード５のカソード電圧と電源電圧との差の１０
０ｖ程度が常時印加されることになる。この関係を図示
すると、第２図のようになる。
今、抵抗７の抵抗値を５にΩとすると、電力損失ＷＬは
、 ＷＬ ＝ １００２／ ５０００ ＝ ２ （Ｗ）と
極めて大きな値となり、スイッチング電源装置の電力効
率の向上を妨げたり、放熱設計を困難にする上、抵抗７
の許容電力損失が大きくなると共に、抵抗７の形状が大
きくなって、装置の小型化を阻害し、更には、抵抗７の
抵抗値を上げて許容電力損失を低下させると、スパイク
電圧の吸収効果も低下させてしまう欠点があった。
、 ＷＬ ＝ １００２／ ５０００ ＝ ２ （Ｗ）と
極めて大きな値となり、スイッチング電源装置の電力効
率の向上を妨げたり、放熱設計を困難にする上、抵抗７
の許容電力損失が大きくなると共に、抵抗７の形状が大
きくなって、装置の小型化を阻害し、更には、抵抗７の
抵抗値を上げて許容電力損失を低下させると、スパイク
電圧の吸収効果も低下させてしまう欠点があった。
（発明の目的）
本発明の目的は、抵抗の許容電力損失を生じることなく
スパイク電圧を吸収すると共に、電力効率が良く、発熱
の少ないスパイク電圧吸収回路を提供することにある。
スパイク電圧を吸収すると共に、電力効率が良く、発熱
の少ないスパイク電圧吸収回路を提供することにある。
（発明の構成）
本発明は、スパイク電圧を充電するときには、吸収用コ
ンデンサが１次側直流電源の高電位側端子と主トランジ
スタのコレクタ端子の間に接続され、吸収用コンデンサ
から放電するときには、吸収用コンデンサが１次側直流
電源の低電位側端子と１次側直流電源の高電位側端子と
の間に接続されるように、吸収用コンデンサの接続をス
イッチング素子によって切り換えることにより、スパイ
ク電圧を吸収して得たエネルギーを無損失で直流電源に
帰還させるようにしたものである。
ンデンサが１次側直流電源の高電位側端子と主トランジ
スタのコレクタ端子の間に接続され、吸収用コンデンサ
から放電するときには、吸収用コンデンサが１次側直流
電源の低電位側端子と１次側直流電源の高電位側端子と
の間に接続されるように、吸収用コンデンサの接続をス
イッチング素子によって切り換えることにより、スパイ
ク電圧を吸収して得たエネルギーを無損失で直流電源に
帰還させるようにしたものである。
（実施例の説明）
第３図は、本発明の一実施例の原理を示すもので、第１
図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、又
、８は商用の交流電源、９は整流用のダイオード１０．
１１．１２及び１３からなる整流回路、１４は平滑用の
コンデンサで、交流電源８、整流回路９及び平滑用コン
デンサ１４で１次側直流電源（以下直流電源という）を
構成しており、交流電源８から出力された交流電圧は、
整流回路９において整流された後、平滑用コンデンサ１
４によって平滑されて、１次側直流電源電圧（以下電源
電圧という）となる。１５はダイオード５と、吸収用コ
ンデンサ６と、スイッチング素子１６及び１７とからな
るスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧吸収回路
１５は主トランジスタ１のコレクタ端子に接続されてお
り、スイッチング素子１６及び１７の可動接点か第３図
に示した位置にあるときには、直流電源のプラス側が低
電位に、主トランジスタ１のコレクタ端子側が高電位に
なって、吸収用コンデンサ６は充電状態になり、スイッ
チング素子１６及び１７の可動接点が第３図に示した位
置と反対側にあるときには、直流電源のマイナス側が低
電位に、そのプラス側が高電位になって、吸収用コンデ
ンサ６は放電状態になる。
図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、又
、８は商用の交流電源、９は整流用のダイオード１０．
１１．１２及び１３からなる整流回路、１４は平滑用の
コンデンサで、交流電源８、整流回路９及び平滑用コン
デンサ１４で１次側直流電源（以下直流電源という）を
構成しており、交流電源８から出力された交流電圧は、
整流回路９において整流された後、平滑用コンデンサ１
４によって平滑されて、１次側直流電源電圧（以下電源
電圧という）となる。１５はダイオード５と、吸収用コ
ンデンサ６と、スイッチング素子１６及び１７とからな
るスパイク電圧吸収回路で、このスパイク電圧吸収回路
１５は主トランジスタ１のコレクタ端子に接続されてお
り、スイッチング素子１６及び１７の可動接点か第３図
に示した位置にあるときには、直流電源のプラス側が低
電位に、主トランジスタ１のコレクタ端子側が高電位に
なって、吸収用コンデンサ６は充電状態になり、スイッ
チング素子１６及び１７の可動接点が第３図に示した位
置と反対側にあるときには、直流電源のマイナス側が低
電位に、そのプラス側が高電位になって、吸収用コンデ
ンサ６は放電状態になる。
このように構成された本実施例では、吸収用コンデンサ
６の充放電のタイミング、即ち、スイッチング素子１６
及び１７の切り替わるタイミングは、主トランジスタ１
のスイッチングのタイミングと同期しており、主トラン
ジスタ１がスパイク電圧を発生する遮断時は吸収用コン
デンサ６への充電期間となり、又、主トランジスタ１の
コレクタ端子の電圧が下がる導通時は放電期間となる。
６の充放電のタイミング、即ち、スイッチング素子１６
及び１７の切り替わるタイミングは、主トランジスタ１
のスイッチングのタイミングと同期しており、主トラン
ジスタ１がスパイク電圧を発生する遮断時は吸収用コン
デンサ６への充電期間となり、又、主トランジスタ１の
コレクタ端子の電圧が下がる導通時は放電期間となる。
即ち、主トランジスタ１が導通しているときには、吸収
用コンデンサ６の一方の端子は直流電源のプラス側に、
吸収用コンデンサ６の他方の端子、は直流電源のマイナ
ス側にそれぞれ接続されるので、吸収用コンデンサ６の
端子間の電位差は、当然、電源電圧と等しくなる。そし
て、主トランジスタ１が遮断された瞬間は、吸収用コン
デンサ６が充電状態に切り替わって、吸収用コンデンサ
６の高電位側の端子が主トランジスタ１のコレクタに接
続され、吸収用コンデンサ６の低電位側の端子が直流電
源のプラス側に接続されるため、吸収用コンデンサ６の
高電位側の端子の電圧は更に電源電圧分だけ上積みされ
て、電源電圧の２倍となる。このとき、主トランジスタ
１は大きなスパイク電圧を発生しようとするが、主トラ
ンジスタ１のコレクタ端子の電圧が電源電圧の２倍まで
上がると、それ以降は吸収用コンデンサ６に充電電流が
流れて、スパイク電圧の上昇は小さく押えられる。従っ
て、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差は、電源電
圧よりやや高い値まで上昇した以降、充電電流が停止す
ると、その値のまま保持される。次に、主トランジスタ
１が再び導通すると、吸収用コンデンサ６が放電状態に
切り替わって、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差
が電源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平滑用
コンデンサ１４に流れ込む。詰り、スパイク電圧のエネ
ルギーが直流電源に無損失で帰還されたことになる。こ
の場合、平滑用コンデンサ１４の容量は、吸収用コンデ
ンサ６に比べて十分大きいので（通常１ｏｏｏ倍以上）
、平滑用コンデンサ１４の両端子間型位差に与える影響
は無視できる。以」二の動作によって、主トランジスタ
１のコレクタ端子の最大電圧は、電源電圧の２倍よりや
や高い程度の値で押えることができる。例えば、電源電
圧が１．４０Ｖであれば、コレクタ端子での最大電圧は
、１４０■× ２＋α となり、αの値として、第１図
の従来例の説明で用いた３０Ｖを代入すれば、最大電圧
は３１０ｖとなる。そこで、この関係を図示すると、第
４図のようになる。但し、第４図から分かるように、主
トランジスタ１の遮断時におけるコレクタ電圧の定常値
が、電源電圧の２倍以上となるような場合には、本発明
は利用できない。換言すると、主トランジスタ１の最大
導通時間比率を１７２とする必要があることを意味する
。何故ならば、導通時間比率をｒで表せば、前述のコレ
クタ電圧の定常値は、電源電圧の１／（１−ｒ）倍とな
るからである。ところで、通常のスイッチング電源装置
では、原理上スイッチング・トランジスタの導通時間比
率は最大１／２であり、大半の製品においてはやや余裕
をとって、最大導通時間比率を４０％程度としている。
用コンデンサ６の一方の端子は直流電源のプラス側に、
吸収用コンデンサ６の他方の端子、は直流電源のマイナ
ス側にそれぞれ接続されるので、吸収用コンデンサ６の
端子間の電位差は、当然、電源電圧と等しくなる。そし
て、主トランジスタ１が遮断された瞬間は、吸収用コン
デンサ６が充電状態に切り替わって、吸収用コンデンサ
６の高電位側の端子が主トランジスタ１のコレクタに接
続され、吸収用コンデンサ６の低電位側の端子が直流電
源のプラス側に接続されるため、吸収用コンデンサ６の
高電位側の端子の電圧は更に電源電圧分だけ上積みされ
て、電源電圧の２倍となる。このとき、主トランジスタ
１は大きなスパイク電圧を発生しようとするが、主トラ
ンジスタ１のコレクタ端子の電圧が電源電圧の２倍まで
上がると、それ以降は吸収用コンデンサ６に充電電流が
流れて、スパイク電圧の上昇は小さく押えられる。従っ
て、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差は、電源電
圧よりやや高い値まで上昇した以降、充電電流が停止す
ると、その値のまま保持される。次に、主トランジスタ
１が再び導通すると、吸収用コンデンサ６が放電状態に
切り替わって、吸収用コンデンサ６の両端子間の電位差
が電源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平滑用
コンデンサ１４に流れ込む。詰り、スパイク電圧のエネ
ルギーが直流電源に無損失で帰還されたことになる。こ
の場合、平滑用コンデンサ１４の容量は、吸収用コンデ
ンサ６に比べて十分大きいので（通常１ｏｏｏ倍以上）
、平滑用コンデンサ１４の両端子間型位差に与える影響
は無視できる。以」二の動作によって、主トランジスタ
１のコレクタ端子の最大電圧は、電源電圧の２倍よりや
や高い程度の値で押えることができる。例えば、電源電
圧が１．４０Ｖであれば、コレクタ端子での最大電圧は
、１４０■× ２＋α となり、αの値として、第１図
の従来例の説明で用いた３０Ｖを代入すれば、最大電圧
は３１０ｖとなる。そこで、この関係を図示すると、第
４図のようになる。但し、第４図から分かるように、主
トランジスタ１の遮断時におけるコレクタ電圧の定常値
が、電源電圧の２倍以上となるような場合には、本発明
は利用できない。換言すると、主トランジスタ１の最大
導通時間比率を１７２とする必要があることを意味する
。何故ならば、導通時間比率をｒで表せば、前述のコレ
クタ電圧の定常値は、電源電圧の１／（１−ｒ）倍とな
るからである。ところで、通常のスイッチング電源装置
では、原理上スイッチング・トランジスタの導通時間比
率は最大１／２であり、大半の製品においてはやや余裕
をとって、最大導通時間比率を４０％程度としている。
従って、上記の１／２以下という条件は実用上、本発明
の適用範囲を狭めるものではないことがわかる。
の適用範囲を狭めるものではないことがわかる。
第５図は１本発明の一実施例の具体例を示すもので、第
３図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、
又、１８は、主トランジスタ１の制御信号を偏移させた
バイアス電圧を信号として出力するバイアス変換回路１
９と、コレクタをダイオード５と吸収用コンデンサ６と
の間に接続し、エミッタを直流電源のプラス側に接続し
、ベースをバイアス変換回路１９に接続した、スイッチ
ング素子として機能する放電用トランジスタ２ｏと、吸
収用コンデンサ６と直流電源のプラス側との間に接続し
たダイオード２１と、吸収用コンデンサ６と直流電源の
マイナス側との間に接続したダイオード２２とからなる
スパイク電圧吸収回路で、主トランジスタ１と放電用ト
ランジスタ２０とは同時に導通或いは遮断するように動
作する。
３図の符号と同一符号のものは同一部分を示しており、
又、１８は、主トランジスタ１の制御信号を偏移させた
バイアス電圧を信号として出力するバイアス変換回路１
９と、コレクタをダイオード５と吸収用コンデンサ６と
の間に接続し、エミッタを直流電源のプラス側に接続し
、ベースをバイアス変換回路１９に接続した、スイッチ
ング素子として機能する放電用トランジスタ２ｏと、吸
収用コンデンサ６と直流電源のプラス側との間に接続し
たダイオード２１と、吸収用コンデンサ６と直流電源の
マイナス側との間に接続したダイオード２２とからなる
スパイク電圧吸収回路で、主トランジスタ１と放電用ト
ランジスタ２０とは同時に導通或いは遮断するように動
作する。
このように構成された本具体例では、主トランジスタ１
が遮断されているときには、吸収用コンデンサ６の高電
位側の端子がダイオード５を介して主トランジスタ１の
コレクタに接続されると共に、吸収用コンデンサ６の低
電位側の端子がダイオード２１を介して直流電源のプラ
ス側に接続されて、吸収用コンデンサ６が充電状態にな
り、スパイク電圧が吸収用コンデンサ６に充電される。
が遮断されているときには、吸収用コンデンサ６の高電
位側の端子がダイオード５を介して主トランジスタ１の
コレクタに接続されると共に、吸収用コンデンサ６の低
電位側の端子がダイオード２１を介して直流電源のプラ
ス側に接続されて、吸収用コンデンサ６が充電状態にな
り、スパイク電圧が吸収用コンデンサ６に充電される。
又、主トランジスタ１が導通しているときには、吸収用
コンデンサ６の一方の端子は放電用トランジスタ２０を
介して直流電源のプラス側に接続されると共に、吸収用
コンデンサ６の他方の端子はダイオード２２を介して直
流電源のマイナス側に接続されて、吸収用コンデンサ６
が放電状態になり、吸収用コンデンサ６の両端子間の電
位差が電源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平
滑用コンデンサ１４に流れ込む。但し、このスパイク電
圧吸収回路１８では、ダイオード５，２１．２２の順方
向電圧降下及び放電用トランジスタ２０のコレクタ、エ
ミッタ間の飽和電圧によって多少の損失が発生するが、
従来の方式による本質的な損失と比較すれば、極めて小
さい。又、放電用トランジスタ２０は、比較的小容１
（０，０１〜０．１ｐＦ）の吸収用コンデンサ６の放電
を行うだけなので、許容コレクタ損失の小さいものでも
よい。
コンデンサ６の一方の端子は放電用トランジスタ２０を
介して直流電源のプラス側に接続されると共に、吸収用
コンデンサ６の他方の端子はダイオード２２を介して直
流電源のマイナス側に接続されて、吸収用コンデンサ６
が放電状態になり、吸収用コンデンサ６の両端子間の電
位差が電源電圧に戻るまで放電され、この放電電流は平
滑用コンデンサ１４に流れ込む。但し、このスパイク電
圧吸収回路１８では、ダイオード５，２１．２２の順方
向電圧降下及び放電用トランジスタ２０のコレクタ、エ
ミッタ間の飽和電圧によって多少の損失が発生するが、
従来の方式による本質的な損失と比較すれば、極めて小
さい。又、放電用トランジスタ２０は、比較的小容１
（０，０１〜０．１ｐＦ）の吸収用コンデンサ６の放電
を行うだけなので、許容コレクタ損失の小さいものでも
よい。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、スパイク電圧吸
収回路を吸収用コンデンサとスイッチとで構成し、且つ
、充電時と放電時とで電流の経路が切り換わるように吸
収用コンデンサを接続することによって、損失を発生す
ることなくスパイク電圧によるエネルギーを電源に帰還
することができるると共に、スパイク波形の制限電圧を
電源電圧の２倍付近に設定できる利点がある。又、損失
が低減されたことにより、スイッチング電源自体の小型
化や、放熱設計の簡素化ができる利点がある。
収回路を吸収用コンデンサとスイッチとで構成し、且つ
、充電時と放電時とで電流の経路が切り換わるように吸
収用コンデンサを接続することによって、損失を発生す
ることなくスパイク電圧によるエネルギーを電源に帰還
することができるると共に、スパイク波形の制限電圧を
電源電圧の２倍付近に設定できる利点がある。又、損失
が低減されたことにより、スイッチング電源自体の小型
化や、放熱設計の簡素化ができる利点がある。
第１図は従来のスパイク電圧吸収回路の構成図、第２図
は従来のスパイク電圧吸収回路の各部の出力波形図、第
３図は本発明の一実施例の原理図、第４図は本発明の一
実施例の各部の出力波形図、第５図は本発明の一実施例
の具体例の構成図である。 １ ・・ 主トランジスタ、 ５，２］、２２甲ダイオ
ード、 ６ ・・・吸収用コンデンサ、１６、１７・・
・スイッチング素子（２０・・・放電用トランジスタ）
。 特許出願人 松下電器産業株式会社 第１図 第２図 第３図 ・１５ 第４図
は従来のスパイク電圧吸収回路の各部の出力波形図、第
３図は本発明の一実施例の原理図、第４図は本発明の一
実施例の各部の出力波形図、第５図は本発明の一実施例
の具体例の構成図である。 １ ・・ 主トランジスタ、 ５，２］、２２甲ダイオ
ード、 ６ ・・・吸収用コンデンサ、１６、１７・・
・スイッチング素子（２０・・・放電用トランジスタ）
。 特許出願人 松下電器産業株式会社 第１図 第２図 第３図 ・１５ 第４図
Claims (4)
- （１）スイッチング電源装置の１次側直流電源電圧をス
イッチングする主トランジスタのコレクタに現れるスパ
イク電圧を吸収して、前記主トランジスタを保護するス
パイク電圧吸収回路において、前記主トランジスタのコ
レクタ端子に発生したスパイク電圧を充電、吸収する吸
収用コンデンサが具備され、前記スパイク電圧を充電す
るときには、前記吸収用コンデンサが１次側直流電源の
高電位側端子と前記主トランジスタのコレクタ端子の間
に接続され、前記吸収用コンデンサから放電するときに
は、前記吸収用コンデンサが前記１次側直流電源の低電
位側端子と前記１次側直流電源の高電位側端子との間に
接続されるように、前記吸収用コンデンサの接続をスイ
ッチング素子によって切り換えることを特徴とするスパ
イク電圧吸収回路。 - （２）前記主トランジスタは導通時間比率が１／２以下
に設定されることを特徴とする特許請求の範囲第（１）
項記載のスパイク電圧吸収回路。 - （３）前記吸収用コンデンサは、アノード端子を前記主
トランジスタのコレクタ端子に接続し、カソード端子を
前記吸収用コンデンサの一方の端子と接続した第１のダ
イオードと、アノード端子を前記吸収用コンデンサの他
方の端子と接続し、カソード端子を前記１次側直流電源
の高電位側の端子と接続した第２のダイオードと、アノ
ード端子を前記１次側直流電源の低電位側の端子と接続
し、カソード端子を前記吸収用コンデンサと前記第２の
ダイオードとの接続点に接続した第３のダイオードと、
前記第１のダイオードと前記吸収用コンデンサとの接続
点と前記１次側電源電圧の高電位側の端子との間に設置
された前記スイッチング素子とで構成された回路によっ
て充放電が制御されることを特徴とする特許請求の範囲
第（１）項記載のスパイク電圧吸収回路。 - （４）前記スイッチング素子は、前記主トランジスタの
制御信号によって制御されることを特徴とする特許請求
の範囲第（２）項記載のスパイク電圧吸収回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15916784A JPS6142274A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15916784A JPS6142274A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6142274A true JPS6142274A (ja) | 1986-02-28 |
| JPH0313830B2 JPH0313830B2 (ja) | 1991-02-25 |
Family
ID=15687735
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15916784A Granted JPS6142274A (ja) | 1984-07-31 | 1984-07-31 | スパイク電圧吸収回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6142274A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS637993U (ja) * | 1986-06-27 | 1988-01-19 | ||
| JPS6333379U (ja) * | 1986-08-20 | 1988-03-03 | ||
| JPS6439268A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-09 | Toko Inc | Switching power circuit |
| WO2014174626A1 (ja) * | 2013-04-25 | 2014-10-30 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電磁コイルの駆動制御装置 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8668651B2 (en) | 2006-12-05 | 2014-03-11 | Covidien Lp | ECG lead set and ECG adapter system |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5869463A (ja) * | 1981-10-21 | 1983-04-25 | Nec Corp | カレントスナバ−回路 |
-
1984
- 1984-07-31 JP JP15916784A patent/JPS6142274A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5869463A (ja) * | 1981-10-21 | 1983-04-25 | Nec Corp | カレントスナバ−回路 |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS637993U (ja) * | 1986-06-27 | 1988-01-19 | ||
| JPS6333379U (ja) * | 1986-08-20 | 1988-03-03 | ||
| JPH0537670Y2 (ja) * | 1986-08-20 | 1993-09-22 | ||
| JPS6439268A (en) * | 1987-07-31 | 1989-02-09 | Toko Inc | Switching power circuit |
| WO2014174626A1 (ja) * | 2013-04-25 | 2014-10-30 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電磁コイルの駆動制御装置 |
| JP6066531B2 (ja) * | 2013-04-25 | 2017-01-25 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電磁コイルの駆動制御装置 |
| US10002699B2 (en) | 2013-04-25 | 2018-06-19 | Hitachi Automotive Systems, Ltd. | Electromagnetic coil driving control device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0313830B2 (ja) | 1991-02-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1605576B1 (en) | Device and method for extending the input voltage range of a DC/DC converter | |
| GB2072963A (en) | Gate circuit of gate turn-off thyristor | |
| CN111865086B (zh) | 自供电控制电路及控制方法以及开关电源电路 | |
| JPS6142274A (ja) | スパイク電圧吸収回路 | |
| US6661209B2 (en) | Leading edge modulator for post regulation of multiple output voltage power supplies | |
| JPS5925245B2 (ja) | 給電回路 | |
| JPH07261860A (ja) | 電源回路 | |
| JPS6142275A (ja) | スパイク電圧吸収回路 | |
| CN110932528A (zh) | 自供电控制电路及控制方法以及开关电源电路 | |
| JPH0412665A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0681500B2 (ja) | スイッチング回路 | |
| JP3187757B2 (ja) | スイッチング手段の駆動回路 | |
| TWI829374B (zh) | 基於原邊回饋的返馳式電源變換器 | |
| JP3373194B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2542810B2 (ja) | スイッチング制御型電源回路 | |
| JPH07143733A (ja) | スナバ回路 | |
| JPH05336737A (ja) | 突入電流抑制回路 | |
| JP2002320382A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP4363777B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH0510520Y2 (ja) | ||
| JPH10295072A (ja) | 半導体電力変換装置 | |
| JP2906844B2 (ja) | ゲートターンオフサイリスタのゲート回路 | |
| JP2932562B2 (ja) | 充電装置 | |
| JPH0646600B2 (ja) | 電源装置 | |
| KR900008269Y1 (ko) | 스위칭 트랜지스터를 이용한 구동회로 |