JPS60167552A - 周波数シフトキ−イング信号復調方式 - Google Patents
周波数シフトキ−イング信号復調方式Info
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- JPS60167552A JPS60167552A JP2166084A JP2166084A JPS60167552A JP S60167552 A JPS60167552 A JP S60167552A JP 2166084 A JP2166084 A JP 2166084A JP 2166084 A JP2166084 A JP 2166084A JP S60167552 A JPS60167552 A JP S60167552A
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- Japan
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- signal
- frequency
- amplitude
- input
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- Pending
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- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 10
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 210000002784 stomach Anatomy 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はディジタル化された周波数シフト（ｐｓｘ ）
信号を位相同期ループ（ｐＬＬ ）技術を用いて復調
する信号受信方式に関するものである。
信号を位相同期ループ（ｐＬＬ ）技術を用いて復調
する信号受信方式に関するものである。
入力信号の位相量に関する帰還系として位相同期ループ
（以下ｐＬＬと略す）なる技術が公知である。ｌ給に％
通信システムにおいては、低速データ伝送の分野におい
て周波数シフ）（Ｆ、５Ａ）変調信号の復調回路として
実用に供せられている。一方、近年におけるめざましい
ＩＣ技術の進度は信号のディジタル処理を可能とし上記
ＦＳＸ信号の復調装置もディジタル処理によって実現さ
れる様になってきた。この応用形態は第１図に示す公知
例によって説明できる。第１図において１はＦＳＸ信号
入力端子でありア、ナログのＦＳＸ信号が加えられる。
（以下ｐＬＬと略す）なる技術が公知である。ｌ給に％
通信システムにおいては、低速データ伝送の分野におい
て周波数シフ）（Ｆ、５Ａ）変調信号の復調回路として
実用に供せられている。一方、近年におけるめざましい
ＩＣ技術の進度は信号のディジタル処理を可能とし上記
ＦＳＸ信号の復調装置もディジタル処理によって実現さ
れる様になってきた。この応用形態は第１図に示す公知
例によって説明できる。第１図において１はＦＳＸ信号
入力端子でありア、ナログのＦＳＸ信号が加えられる。
２はＡＤ変換器であって、アナログ信号をディジタル信
号に変換するＦＳＸ信号が音声帯域信号であるとすると
、通常はＡＤ変換器の標本化周波数は８ＫＩｉＺにえら
ばれる。３は振幅制限器（リミッタ）であり、入力信号
の位相情報を保存しつつ、振幅を一定化する。４は位相
比較器である。同図においては乗算のシンボルで描かれ
ており、時間軸上の操作としては２個の信号の乗算を行
うが、要するに本質的には２個の信号の位相比較を行な
って位相差分を出力するものである。５は低域通過のデ
ィジタルフィルタであって、位相比較器で発生する不要
な高調波成分を除去することが第１義的目的である。６
は電圧制御発振器（ｙｔ’ｏ）でろって、低域通過フィ
ルタ５の直流出力（位相差分）を積分して入力信号の位
相に追従する位相（をもった時間波形）を発生する発振
器である。４，５．６のループがいわゆるＰＬＬをなす
。
号に変換するＦＳＸ信号が音声帯域信号であるとすると
、通常はＡＤ変換器の標本化周波数は８ＫＩｉＺにえら
ばれる。３は振幅制限器（リミッタ）であり、入力信号
の位相情報を保存しつつ、振幅を一定化する。４は位相
比較器である。同図においては乗算のシンボルで描かれ
ており、時間軸上の操作としては２個の信号の乗算を行
うが、要するに本質的には２個の信号の位相比較を行な
って位相差分を出力するものである。５は低域通過のデ
ィジタルフィルタであって、位相比較器で発生する不要
な高調波成分を除去することが第１義的目的である。６
は電圧制御発振器（ｙｔ’ｏ）でろって、低域通過フィ
ルタ５の直流出力（位相差分）を積分して入力信号の位
相に追従する位相（をもった時間波形）を発生する発振
器である。４，５．６のループがいわゆるＰＬＬをなす
。
７は検出器（１）ＥＴ ）であり、低域通：ｉ！１フィ
ルタ５の出力を”１″又は”０“判定してＦＳＫ波に含
まれるデータ情報を抽出する。データ情報は出力端子８
に得られる。
ルタ５の出力を”１″又は”０“判定してＦＳＫ波に含
まれるデータ情報を抽出する。データ情報は出力端子８
に得られる。
さて第１図の様なシステム（あるいは回路）において、
ｐ’ｓｘ波が比較的高周波すなわちＡＤ変換器の標本化
周波数ｆＳに対して１／４ｆ−〜’／２ ｊ Ｚにある
場合を考える。具体例としてはｆ５＝ ５０００Ｈｚ、
ＦＳＫ Ｉ） ｆｉｔ波ｌｊｌ Ｆ＝ ５１２Ｑ ±
６０ＥＺ トいった様な場合がこれにあてはまる。この
様な場合は当然のことながら第２図に示す様に入力信号
の一周期（３６０°）に対して標本密度が小さくなる。
ｐ’ｓｘ波が比較的高周波すなわちＡＤ変換器の標本化
周波数ｆＳに対して１／４ｆ−〜’／２ ｊ Ｚにある
場合を考える。具体例としてはｆ５＝ ５０００Ｈｚ、
ＦＳＫ Ｉ） ｆｉｔ波ｌｊｌ Ｆ＝ ５１２Ｑ ±
６０ＥＺ トいった様な場合がこれにあてはまる。この
様な場合は当然のことながら第２図に示す様に入力信号
の一周期（３６０°）に対して標本密度が小さくなる。
この信号をリミッタによって非線型操作するので、ＦＳ
Ｘ波形に含まれる位相情報は擾乱、すなわちジッタな発
生する。第２図（α） 、 （Ｃ）に示す様に信号周波
数が低いときは、このジッタの倉は小さい。しかし、第
２図（句、（ｄ）に示す様に信号周波数が高い場合（も
ちろん標本化定理を満足する範囲内で）は、このジッタ
量が太きい。入力位相ジッタが太きいと、それに追従す
る電圧制御発振器（ＶＣＯ）もジッタし、この帰還系は
不安定となる。低域通過フィルタ５の出力を、比較検出
器７が”１“、“０“判定するわけであるが、この判定
に誤りが発生する確率が高くなる。すなわちＦＳＸ信号
波が高い場合、これをＡＤ変換してディジタル処理によ
って復調せんとした場合、従来例ではデータの復調が不
安・ ３ ・ 定になるという欠点がめった。
Ｘ波形に含まれる位相情報は擾乱、すなわちジッタな発
生する。第２図（α） 、 （Ｃ）に示す様に信号周波
数が低いときは、このジッタの倉は小さい。しかし、第
２図（句、（ｄ）に示す様に信号周波数が高い場合（も
ちろん標本化定理を満足する範囲内で）は、このジッタ
量が太きい。入力位相ジッタが太きいと、それに追従す
る電圧制御発振器（ＶＣＯ）もジッタし、この帰還系は
不安定となる。低域通過フィルタ５の出力を、比較検出
器７が”１“、“０“判定するわけであるが、この判定
に誤りが発生する確率が高くなる。すなわちＦＳＸ信号
波が高い場合、これをＡＤ変換してディジタル処理によ
って復調せんとした場合、従来例ではデータの復調が不
安・ ３ ・ 定になるという欠点がめった。
本発明の目的は、前記した従来技術の欠点をなくし、Ｐ
ＬＬ入力信号の位相ジッタを軽減し、誤り率の小さいＦ
ＳＸ復調器を提供することにある。
ＬＬ入力信号の位相ジッタを軽減し、誤り率の小さいＦ
ＳＸ復調器を提供することにある。
本発明は、時間離散信号に非線型操作を加えると位相、
振幅情報が擾乱をうけるのであるが直線的に明らかな様
に入力信号に対して標本の密度が高ければこの擾乱の程
度は小さくなるという点に着眼し、入力信号が１／ａ
ｆ ’〜’／２ｆｌの範囲にある場合には、リミッタ操
作をかげる前に変調によって入力信号波を低周波側ヘシ
フトして、しかる後、リミッタ操作を行ないＰＬＬ回路
へ信号を入力する様にし、リミッタの擾乱を最小限に押
えるようにしたものである。
振幅情報が擾乱をうけるのであるが直線的に明らかな様
に入力信号に対して標本の密度が高ければこの擾乱の程
度は小さくなるという点に着眼し、入力信号が１／ａ
ｆ ’〜’／２ｆｌの範囲にある場合には、リミッタ操
作をかげる前に変調によって入力信号波を低周波側ヘシ
フトして、しかる後、リミッタ操作を行ないＰＬＬ回路
へ信号を入力する様にし、リミッタの擾乱を最小限に押
えるようにしたものである。
すなわち、本発明においては、５変換したディジタル信
号の標本化周波数ｆ−に対して１／２・ｆ３なる周波数
にて９Ｄ変換後のディジタ、 ４ 。
号の標本化周波数ｆ−に対して１／２・ｆ３なる周波数
にて９Ｄ変換後のディジタ、 ４ 。
左信号を振幅変調し、しかる後、その振幅変調した信号
を振幅制限し、自走周波数が入力周波数シフトキーイン
ク信号波の周波数Ｆに対して（１／２・ｆｚ−Ｆ）と設
定した電圧制御発振器を有する位相同期ループに、前記
振幅制限した信号を入力してデータ情報を復調すること
を特徴とするものである。
を振幅制限し、自走周波数が入力周波数シフトキーイン
ク信号波の周波数Ｆに対して（１／２・ｆｚ−Ｆ）と設
定した電圧制御発振器を有する位相同期ループに、前記
振幅制限した信号を入力してデータ情報を復調すること
を特徴とするものである。
以下本発明の実施例を第３図、第４図により説明する。
第６図は本発明の実施例であり、第４図は周波数スペク
トラムのシフトを示す図である。
トラムのシフトを示す図である。
ここでは具体例としてｆｚ ＝ ８０００＃Ｚ、 Ｆ
＝３１２０ ±（Ｓｏ ＨｚのＦＳＫ波の場合を説明す
る。
＝３１２０ ±（Ｓｏ ＨｚのＦＳＫ波の場合を説明す
る。
入力信号波を低周波側ヘシフトする変調のうち最適なも
のは’／２ｆｚ ＝ ａｏｏｏＢｚによる振幅変調であ
る。ＡＤ変換によって標本化されたディジタル信号のス
ペクトラムは第４図（α）の様になっており、とくにハ
ツチングしてＦＳＫスペクトラムを示している。これを にて変調すると、４ＫＨ２だけ右、左シフトしたスペク
トラムの１ね合せにより変調後のスペクトラムが得られ
る。これを同図（句に示す。これによってＦ＝３１２０
±６０Ｈｚのｐ’ｓｘ波はＦ ＝ ８８０±６０１２の
低周波側ヘシフトする。この’／２ｊｌ＝４０００ＢＺ
における変調操作は、入力信号の標本値ｘ （ｎ）に（
−１）ｒＬ を乗算（ｒＬは時間指標）することによっ
て達成できるものである。これは入力信号の標本に対し
て１回おきに符号反転を行えば良いことを意味し、この
変調操作は容易に実行できる。
のは’／２ｆｚ ＝ ａｏｏｏＢｚによる振幅変調であ
る。ＡＤ変換によって標本化されたディジタル信号のス
ペクトラムは第４図（α）の様になっており、とくにハ
ツチングしてＦＳＫスペクトラムを示している。これを にて変調すると、４ＫＨ２だけ右、左シフトしたスペク
トラムの１ね合せにより変調後のスペクトラムが得られ
る。これを同図（句に示す。これによってＦ＝３１２０
±６０Ｈｚのｐ’ｓｘ波はＦ ＝ ８８０±６０１２の
低周波側ヘシフトする。この’／２ｊｌ＝４０００ＢＺ
における変調操作は、入力信号の標本値ｘ （ｎ）に（
−１）ｒＬ を乗算（ｒＬは時間指標）することによっ
て達成できるものである。これは入力信号の標本に対し
て１回おきに符号反転を行えば良いことを意味し、この
変調操作は容易に実行できる。
さて、第３図にて本発明の具体的な実施例を説明する。
ＰＬＬとしての基本動作は、第１図に関連して説明した
のと同様であるので、ここでは第１図と異る点について
のみ説明する。第３図においては、乗算器１０が新たに
加えられた変調手段である。これはＡＤ変換器２によっ
てディジタル化された信号を、リミッタ３による振幅制
限に先だって変調を行うものである。同図では乗算のシ
ンボルにて示されているが、実際には前述の様にディジ
タル信号の符号ビットを１目おきに反転させる操作です
むから全く簡単な金物（あるいは処理）で良いことは言
うまでもない。次に変調後の信号（Ｆ ＝ ５ａｏＢｚ
付近のスペクトラム）はリミッタにて振幅制限されてｐ
ＬＬ回路に加えられる。この８８０ Ｍｌはｊｓ＝８０
００ＲＺに対してかなりの標本密度となっているから、
リミッタによる位相擾乱（ジッタ）の程度はきわめて小
さく改善されている。次に、ＰＬＬの内に含まれるＶＣ
Ｏは第１図のものと異なり、その自走周波数を８８（］
＆２に設計しておく必要がある。（第１図におけるＶＣ
Ｏの自走周波数は３１２０ＢＺである）。これはもちろ
ん容易に設計できる。他の点については第１図と同様で
ある。従って、４０００Ｈ２変調を加えることによって
ＰＬＬ入力位相ジッタが軽減され、ＰＬＬの動作が安定
化されるという効果がある。
のと同様であるので、ここでは第１図と異る点について
のみ説明する。第３図においては、乗算器１０が新たに
加えられた変調手段である。これはＡＤ変換器２によっ
てディジタル化された信号を、リミッタ３による振幅制
限に先だって変調を行うものである。同図では乗算のシ
ンボルにて示されているが、実際には前述の様にディジ
タル信号の符号ビットを１目おきに反転させる操作です
むから全く簡単な金物（あるいは処理）で良いことは言
うまでもない。次に変調後の信号（Ｆ ＝ ５ａｏＢｚ
付近のスペクトラム）はリミッタにて振幅制限されてｐ
ＬＬ回路に加えられる。この８８０ Ｍｌはｊｓ＝８０
００ＲＺに対してかなりの標本密度となっているから、
リミッタによる位相擾乱（ジッタ）の程度はきわめて小
さく改善されている。次に、ＰＬＬの内に含まれるＶＣ
Ｏは第１図のものと異なり、その自走周波数を８８（］
＆２に設計しておく必要がある。（第１図におけるＶＣ
Ｏの自走周波数は３１２０ＢＺである）。これはもちろ
ん容易に設計できる。他の点については第１図と同様で
ある。従って、４０００Ｈ２変調を加えることによって
ＰＬＬ入力位相ジッタが軽減され、ＰＬＬの動作が安定
化されるという効果がある。
したがって、入力信号の周波数が標本化周波数ｆ−に対
して’／４ ｆＪ？〜’／２．ｆＪ？の範囲にある比、
７ 。
して’／４ ｆＪ？〜’／２．ｆＪ？の範囲にある比、
７ 。
較的高周波の場合にも、入力リミッタによって発生する
位相擾乱は小さく゛おさえられ、安定で信頼性の高いＰ
ＬＬおよびＦＳＸ復調器が得られる。
位相擾乱は小さく゛おさえられ、安定で信頼性の高いＰ
ＬＬおよびＦＳＸ復調器が得られる。
上述の実施例からも明らかなように本発明によれば、Ｐ
ＬＬ入力信号の位相ジッタな軽減することができるので
、安定したデータ受信を行なうことができ、特にＦＳＸ
信号の復調器として最適なものといえる。
ＬＬ入力信号の位相ジッタな軽減することができるので
、安定したデータ受信を行なうことができ、特にＦＳＸ
信号の復調器として最適なものといえる。
第１図は従来のティジタル処理型のＦＳＸ＠！調器の具
体的な構成図、第２図は第１図に示す回路の信号周波数
、標本密度、振幅制限された信号の位相について説明す
る波形図、第３図は本発明の一実施例を示す回路ブロッ
ク図、ｗ、４図は変調による信号スペクトラムのシフト
を説明する波形図である。 １・・・・・・・・・・・・ＦＳＸ信号入力端子２・・
・・・・・・・・・・ＡＤ変換器６・・−・・・・・・
・・振幅制限器 、 ８ 。 ４・・・・・・・・・・・・位相比較器５・・・・・・
・・・・・・ディジタル低域フィルタ（ＬＰＦ ）６・
・−・・・・−・・電圧制御発振器（ｐｃｏ）７・・・
・・・・・・・・・比較検出器（ＤＥＴ ）８・・・・
・−・・・・・データ情報出力端子１０・・・・・・・
・・乗算器 代印人弁理士 高 橋 明 夫
体的な構成図、第２図は第１図に示す回路の信号周波数
、標本密度、振幅制限された信号の位相について説明す
る波形図、第３図は本発明の一実施例を示す回路ブロッ
ク図、ｗ、４図は変調による信号スペクトラムのシフト
を説明する波形図である。 １・・・・・・・・・・・・ＦＳＸ信号入力端子２・・
・・・・・・・・・・ＡＤ変換器６・・−・・・・・・
・・振幅制限器 、 ８ 。 ４・・・・・・・・・・・・位相比較器５・・・・・・
・・・・・・ディジタル低域フィルタ（ＬＰＦ ）６・
・−・・・・−・・電圧制御発振器（ｐｃｏ）７・・・
・・・・・・・・・比較検出器（ＤＥＴ ）８・・・・
・−・・・・・データ情報出力端子１０・・・・・・・
・・乗算器 代印人弁理士 高 橋 明 夫
Claims (1)
- 受信した周波数シフトキーインク信号なＡ７゜変換器に
てディジタル信号に変換し、振幅制御を行なった後に位
相同期ループにて周波数シフトキーインク波を復調する
方式において、前記ディジタル信号の標本化周波数ｆｓ
に対し、１／２・ｆ８なる周波数で前記Ａ７．変換後の
ディジタル信号を振幅変調し、しかる後、その振幅変調
した信号を振幅制限し、自走周波数が入力周波数シフト
キーインク信号波の周波数Ｆに対して（１／２・ｆｓ−
Ｆ）と設定した電圧制御発振器を有する位相同期ループ
に、前記振幅制限した信号を入力してデータ情報を復調
することを特徴とする周波数シフトキーインク信号復調
方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2166084A JPS60167552A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | 周波数シフトキ−イング信号復調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2166084A JPS60167552A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | 周波数シフトキ−イング信号復調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60167552A true JPS60167552A (ja) | 1985-08-30 |
Family
ID=12061193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2166084A Pending JPS60167552A (ja) | 1984-02-10 | 1984-02-10 | 周波数シフトキ−イング信号復調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60167552A (ja) |
-
1984
- 1984-02-10 JP JP2166084A patent/JPS60167552A/ja active Pending
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