JP5191221B2 - 低温受信増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信基地局受信系などに用いる低温受信増幅器に関する。

極低温の環境で動作する増幅器として、衛星地球局用受信増幅器、電波天文用受信増幅器などが例示される（非特許文献１）。また、移動通信基地局受信系統への超伝導フィルタの適用も検討されており、超伝導フィルタおよび低温受信増幅器で極低温受信フロントエンドを構成している（非特許文献２）。これらの冷却には液体窒素、液体ヘリウムまたは真空容器が用いられ、受信フロントエンドは１０数Ｋから６０Ｋ程度まで冷却される。いずれも冷却によって受信増幅器を低雑音にすることで受信感度を高めている。

低雑音化を目的とする極低温受信増幅器に用いられるマイクロ波半導体として、高電子移動度トランジスタ（HEMT：High Electron Mobility Transistor）または電界効果トランジスタ（FET：Field Effect Transistor）が用いられている（非特許文献３）。一般にHEMTの方がFETよりも冷却時の低雑音特性が優れることが知られている（非特許文献４）。また、代表的なHEMTの材料として、ガリウム砒素（GaAs）が用いられている。GaAs HEMTでは、０．３ｄＢ程度の雑音指数を得ることができるが、飽和出力が１５ｄＢｍ程度である。これに対して、GaAs FETはGaAs HEMTほどの低い雑音指数を得ることはできないが、３５ｄＢｍ程度の飽和出力を得ることができる。

移動通信基地局用の極低温受信増幅器として、それぞれのトランジスタの特長を組み合わせることが検討されている（非特許文献５）。非特許文献５では、初段にGaAs HEMT、２段目にGaAs FET、３段目にGaAs FETを用いた３段増幅器構成による極低温受信増幅器が提案されている。この例では、初段の低雑音指数のHEMTと２段目以降の高飽和出力のFETを組み合わせることで、低雑音指数かつ高い飽和出力を達成している。非特許文献５によれば、雑音指数０．２５ｄＢ、利得４３ｄＢ、出力インターセプトポイント３８．５ｄＢｍ、最大電力付加効率１５％以下である。移動通信基地局用の受信系統では、セル内の遠近差のある移動端末の電波を同時に増幅するため、１Ｗから２Ｗ程度の出力インターセプトポイントが必要である。

近年、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ（以下、GaN HEMTとも表記する。）が高出力マイクロ波半導体として盛んに研究されている。GaN HEMTの特徴は、GaAs FETに比較して高電圧動作が可能であることにある。このため高負荷インピーダンスにて増幅器を構成できることから、整合回路の損失低減を図れる。また、GaN HEMTには動作温度を高く設定できる利点がある。即ち、GaN HEMTの熱容量が大きい特徴がある。このためGaN HEMTで許容できない熱を外部に取り除く放熱器を小さくでき、増幅器全体の小型化・軽量化を図れる（非特許文献６）。これらの特徴から、GaN HEMTは、常温で使用される高出力マイクロ波半導体として基地局用送信増幅器への適用が盛んに検討されている。
浜部，斉藤，大村，耳野，"極低温冷却HEMT増幅器"，電子情報通信学会技術研究報告(電子デバイス)，ED88-122, Jan. 1989. T. Nojima, S. Narahashi, T. Mimura, K. Satoh, Y. Suzuki, "2-GHz band cryogenic receiver front end for mobile communication base station systems", IEICE Transactions on Communications, vol. E83-B, no. 9, pp. 1834-1843, Aug. 2000. M. W. Pospieszalski, S. Weinreb, R. D. Norrod, and R. Harris, "FET’s and HEMT’s at cryogenic temperatures --- their properties and use in low-noise amplifiers--- ", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 36, no. 3, pp. 552-560, March 1988. K. H. G. Duh, M. W. Pospieszalski, W. F. Kopp, A. A. Jabra, P-C Chao, P. M. Smith, L .F. Lester, J. M. Ballingall, and S. Weinreb, "Ultra-low-noise cryogenic high-electron-mobility transistors", IEEE Transactions on Electron Devices, vol. 35, no. 3, pp.249-256, March 1988. 三村，楢橋，野島，"移動通信受信用２ＧＨｚ帯極低温３段増幅器"，1999年電子情報通信学会総合大会，B-5-31，March 1999. T. Kikkawa, and K. Joshin, "High power GaN-HEMT for wireless base station applications", IEICE Transactions on Electron., vol. E89-C, no. 5, pp. 608-615, May 2006.

従来の極低温受信増幅器は、線形性と低雑音指数を維持するためにＡ級バイアスで用いられていた。また、１０ｄＢｍから２０ｄＢｍ程度の低い飽和出力のトランジスタを用いていることから、十分に高い電力付加効率を得られなかった。さらに、１Ｗ以上の高い飽和出力を達成するには３段以上の段数が必要だった。そして、多段の極低温受信増幅器の低消費電力化のために、２段目以降のFETのバイアス電圧をＡＢ級またはＢ級に設定すると、極低温受信増幅器の総合線形性が劣化する課題もあった。線形性と電力付加効率はトレードオフの関係にあることから、従来のＡ級バイアス電圧設定のFETを用いた極低温受信増幅器構成では、飽和出力１Ｗ以上かつ電力付加効率５０％（Ａ級バイアスでの理論最大値）以上を達成できなかった。

本発明は、飽和出力１Ｗ以上かつ電力付加効率５０％以上を達成できる低温受信増幅器を提供することを目的とする。

本発明の低温受信増幅器は、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタを極低温の環境で増幅素子として用いる。そして、増幅素子のゲートと入力端子の外部とのインピーダンス整合を行う入力整合回路と、増幅素子のゲートに直流電圧を印加するゲートバイアス回路と、増幅素子のドレインと出力端子の外部とのインピーダンス整合を行う出力整合回路と、増幅素子のドレインに直流電圧を印加するドレインバイアス回路とを備える。ゲートバイアス回路は、分圧された抵抗値が極低温でのゲート抵抗に整合されている抵抗分圧回路を有するようにすればよい。

また、ガリウム砒素高電子移動度トランジスタを極低温の環境で増幅素子として用いた低温受信増幅器を初段とし、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタを極低温の環境で増幅素子として用いた低温受信増幅器を２段目とすることで、２段の低温受信増幅器を構成することもできる。

また、好ましくは、本発明の低温受信増幅器を１５０Ｋ以下に冷却する。

また、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタに、窒化ガリウムのバンドギャップに相当する波長の光を照射する発光手段Ａ、または、可視スペクトルの青色領域に相当する波長の光（青色光）を照射する発光手段Ｂ、または、前記青色光を含む光を照射する発光手段Ｃを備えるとしてもよい。このような発光手段によって、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタに、窒化ガリウムのバンドギャップに相当する波長の光、または、可視スペクトルの青色領域に相当する波長の光（青色光）、または、青色光を含む光を照射することで、低温環境下で生じる電流崩壊現象（Current Collapse Environment）による窒化ガリウム高電子移動度トランジスタのドレイン−ソース間電流の減少を改善することができる。なお、発光手段Ａ、または、前記発光手段Ｂ、または、前記発光手段Ｃは、青色発光ダイオードとすることができる。

そして、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタのドレイン−ソース間電流をモニタする回路と、このモニタした電流を積分する積分器と、この積分器の出力と基準電流値との差を求める比較器と、この比較器の出力を０にするように青色発光ダイオードの順方向電流を制御する制御器とを含む構成としてもよい。低温環境下でドレイン−ソース間電流は長時間にわたって緩慢に増減することから、ドレイン−ソース間電流をモニタして青色発光ダイオードの順方向電流を制御して光の照射を行うようにする。

本発明では、マイクロ波トランジスタとして、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ（GaN HEMT）を用いている。GaN HEMTは、高いドレイン電圧（５０Ｖ以上）で動作することができるので、出力整合回路を比較的高インピーダンスで構成できる利点がある。また、GaN HEMTの飽和出力は数Ｗ以上であり、線形性と電力付加効率にも優れている。さらに、極低温環境でのゲート抵抗に整合するゲートバイアス回路によって、高利得なGaN HEMTを安定して動作させることができる。したがって、線形性を維持しながら、飽和出力１Ｗ以上かつ電力付加効率５０％以上を実現できる。

また、GaAs HEMTを初段に用い、GaN HEMTを２段目に用いることで、２段構成の低温受信増幅器でも低い雑音指数、高い飽和出力、高い電力付加効率を実現できる。

また、１５０Ｋ以下に冷却することで、低温受信増幅器の入出力電力によらずその良好な利得と電力付加効率を得ることができる。

さらに、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタに光を照射することで、電流崩壊現象によるドレイン−ソース間電流の増減を改善し、また、青色発光ダイオードの順方向電流を制御することでドレイン−ソース間電流の安定を図ることができ、低温環境下でも安定した増幅特性を得ることができる。

［第１実施形態］
図１（ａ）に、本発明の第１実施形態の低温受信増幅器１００の構成を示す。増幅素子としてGaN HEMT１１０を用いる。そして、GaN HEMT１１０のゲートと低温受信増幅器１００の入力端子Ｔ１との間で、GaN HEMT１１０のゲートと低温受信増幅器１００の外部とのインピーダンス整合を行う入力整合回路１２０と、GaN HEMT１１０のゲートに直流電圧を印加するゲートバイアス回路１３０と、GaN HEMT１１０のドレインと低温受信増幅器１００の出力端子Ｔ２との間で、GaN HEMT１１０のドレインと低温受信増幅器１００の外部とのインピーダンス整合を行う出力整合回路１４０と、GaN HEMT１１０のドレインに直流電圧を印加するドレインバイアス回路１５０を備えている。

入力整合回路１２０と出力整合回路１４０の設計周波数は、例えば、２ＧＨｚである。入力整合回路１２０と出力整合回路１４０は、それぞれ先端開放スタブを持ち、これらのスタブ長が動作周波数に適応するように調整されている。

図１（ｂ）に示すゲートバイアス回路１３０は、発振防止回路１３１と抵抗分圧回路１３２を備えている。抵抗分圧回路１３２は、直流電源１６０の電圧をGaN HEMT１１０のゲート電圧に分圧している。分圧比は、抵抗３と発振防止回路１３１を含めたゲート側抵抗による直列抵抗値と抵抗２とで構成される並列抵抗値と、抵抗１との比である。

ドレインバイアス回路１５０は、発振防止回路１５１と給電回路１５２を備えている。給電回路１５２は、GaN HEMT１１０のドレインに、直流電源１７０から供給される直流電圧を印加する。

入力整合回路１２０側から見たGaN HEMT１１０のゲート抵抗は、常温時の１００オーム程度から、例えば６０Ｋ程度の極低温時には１０オーム程度に減少する。また、GaN HEMT１１０の相互コンダクタンス（ｇｍ）は、極低温時には常温時よりも増加する。したがって、１００オームのゲート抵抗を前提として低温受信増幅器１００を設計したのでは、GaN HEMT１１０のドレイン電流を制御できない。第１実施形態の低温受信増幅器１００は、１０オームのゲート抵抗を前提として設計した。

図２は、第１実施形態の低温受信増幅器１００を、極低温環境で動作させる装置の構成を示している。低温受信増幅器１００は、真空保持容器９１０内の冷却ステージ９２０上に設置される。真空保持容器９１０の内部では、常に真空ポンプによって吸引されることで、所定の真空度が維持されている。また、冷却装置９３０は、真空保持容器９１０の内部を極低温に維持している。冷却温度は、後述するように１５０Ｋ以下とするのが好適である。なお、以下に示す実験では、図２に示した装置を用いた。

図３に、３００Ｋと６０Ｋでの低温受信増幅器１００の静特性を示す。この実験では、ゲート電圧を一定として、ドレイン電圧（Ｖｄ）を５０Ｖまで印加し、ドレイン電流（Ｉｄ）を測定した。図３から明らかなように、６０Ｋでの静特性は、ドレイン電圧の増加に応じてドレイン電流が増大している。これに対して３００Ｋでの静特性では、ドレイン電圧が増加してもドレイン電流は増加しておらず、典型的なトランジスタの静特性を示している。図３に示す実験結果から冷却によって、GaN HEMT１１０の相互コンダクタンス（ｇｍ）が増大していることが分かる。

図４に、１つの搬送波の場合の低温受信増幅器１００の入出力特性を示す。測定周波数は２ＧＨｚである。GaN HEMT１１０のドレイン電圧（Ｖｄ）とドレイン電流（Ｉｄ）は、それぞれ５０Ｖと５０ｍＡとした。これは、３００ＫでのＡＢ級バイアス点である。３００Ｋと６０Ｋの場合では、冷却することで低温受信増幅器１００の利得は最大３ｄＢ向上している。飽和出力は、３００Ｋの場合でも６０Ｋの場合でも３５ｄＢｍである。冷却によって利得が拡大するのは、図３に示したように、相互コンダクタンス（ｇｍ）が冷却によって増加するためである。

図５に、１つの搬送波の場合の低温受信増幅器１００の電力付加効率特性を示す。測定周波数は２ＧＨｚである。冷却によって、最大電力付加効率が５％向上した。また、最大電力付加効率は６２％であり、従来のFETを冷却した多段型増幅器の電力付加効率（１５％程度）の４倍以上の飛躍的に高い最大電力付加効率を達成している。冷却することでデバイス内の損失を低減でき、電力付加効率が改善したと考えられる。GaN HEMTは高耐圧トランジスタであり、高い電力付加効率が得られるトランジスタであるが、冷却しても常温と同様に高い電力付加効率が得られることが確認された。

図６に、低温受信増幅器１００の相互変調歪特性を示す。測定では、中心周波数２ＧＨｚ、周波数間隔１００ｋＨｚの等振幅の２つの搬送波を用いた。６０Ｋでの出力インターセプトポイントは３６ｄＢｍである。冷却することで、３００Ｋでの出力インターセプトポイントを２ｄＢ改善している。冷却による出力インターセプトポイントの向上は、利得の拡大と３次相互変調歪成分の低減によると考えられる。

図７に、低温受信増幅器１００の１波あたりの３次相互変調歪成分対主波の比（ＩＭ３/Ｓ）と１波あたりの５次相変調歪成分対主波の比（ＩＭ５/Ｓ）を示す。冷却することでＩＭ３/Ｓは最大５ｄＢ、ＩＭ５/Ｓは最大２０ｄＢ向上している。特に、ＩＭ５/Ｓでの冷却による向上効果は顕著である。相互変調歪特性が改善する理由には、冷却による相互コンダクタンス（ｇｍ）の増大とデバイス内部の低損失化が考えられる。

図８に、低温受信増幅器１００の雑音指数特性を示す。この実験では、低温受信増幅器１００の入力と出力の両方に１ｄＢの損失を持つケーブルを接続し、ケーブルごと真空保持容器９１０内部に格納し、雑音指数測定器によって雑音指数特性を測定した。図８から分かるように、２ＧＨｚでは、３００Ｋの場合と６０Ｋの場合とで雑音指数は、ほぼ同じである。この実験に用いた低温受信増幅器１００は、入力整合回路と出力整合回路が２ＧＨｚで設計されている。しかし、必ずしも雑音指数を最小化する設計でないことから、冷却による雑音指数の改善効果は見られなかった。また、利得は６０Ｋに冷却することで３００Ｋの場合よりも５ｄＢから６ｄＢ程度改善している。入力整合回路１２０と出力整合回路１４０の設計周波数が２ＧＨｚであることから、利得の最大値は２ＧＨｚで得られる。また、２．２ＧＨｚ以上で利得が０ｄＢ以下になるのは、入力整合回路１２０と出力整合回路１４０の設計による。

第１実施形態の低温受信増幅器１００は、上述のように、高い相互コンダクタンス（ｇｍ）によって、利得が最大３ｄＢ、最大電力付加効率が５％、出力インターセプトポイントが２ｄＢ、ＩＭ３/Ｓが最大５ｄＢ、ＩＭ５/Ｓが最大２０ｄＢ向上した。特に、最大電力付加効率は６２％であり、従来のFETを冷却した多段型増幅器の電力付加効率（１５％程度）の４倍以上の飛躍的に高い最大電力付加効率を達成した。GaN HEMTの飽和出力は数Ｗ以上なので、第１実施形態の低温受信増幅器１００によれば、線形性を維持しながら、飽和出力１Ｗ以上かつ電力付加効率５０％以上を実現できる。

［低温受信増幅器の温度依存特性］
次に、GaN HEMT１１０の低温環境での動作について温度依存特性を明らかにするために、図２に示す冷却装置９３０の温度設定値を変更することで、低温受信増幅器１００の入出力特性を測定した。この測定では、搬送波を２ＧＨｚの１波とし、低温受信増幅器１００の入力電力を０ｄＢｍ，５ｄＢｍ，１０ｄＢｍとした。また、GaN HEMT１１０のドレインバイアス電圧を５０Ｖ、ドレイン電流を５０ｍＡとするゲートバイアス電圧を設定した。図１０に低温受信増幅器１００の利得の温度依存特性を示す。３００Ｋから１５０Ｋまでは一次の傾き（ほぼ１．５ｄＢ／１００Ｋの割合である。）で利得が増加している。１５０Ｋから５０Ｋまでは冷却による利得向上効果がほとんどみられない。このことから、冷却による相互コンダクタンス（ｇｍ）の増大は１５０Ｋまでである。

図１１に低温受信増幅器１００の電力付加効率の温度依存特性を示す。３００Ｋから１５０Ｋまでは、低温受信増幅器１００の電力付加効率は冷却に伴い向上している。例えば、入力電力１０ｄＢｍのとき、３００Ｋでの電力付加効率は４０％であるが、１５０Ｋでの電力付加効率は５２％であり、冷却によって１２％向上している。１５０Ｋから５０Ｋまでは冷却による電力付加効率の向上効果があまりみられない。例えば、GaN HEMT１１０の冷却温度が１５０Ｋでの電力付加効率は、冷却温度５０Ｋでの電力付加効率とほぼ同一である。また、図１１に示すように、入力電力が低下すると電力付加効率の向上の程度は低下するものの、冷却による電力付加効率の向上効果を認めることができる。

図１２に低温受信増幅器１００の飽和出力電力の温度依存特性を示す。測定結果から、飽和出力電力は３４．０ｄＢｍから３４．３ｄＢｍの範囲であり、冷却によっても飽和出力電力は増大していない。これは、飽和出力電力はGaN HEMT１１０の温度に依存しない構造のパラメータ（フィンガー長等）によるためである。

図１３に低温受信増幅器１００の雑音指数の温度依存特性を示す。これは図８に示す測定結果に関連する測定結果であるが、冷却による雑音指数の向上効果は見られなかった。一般には低雑音HEMTまたはFETでは冷却することで利得と雑音指数が向上することが知られているが、今回の実験にて雑音指数が向上しない理由としては、雑音指数を最適化する整合回路設計を行っていないことと、飽和出力電力４Ｗ級の高出力GaN HEMT１１０を用いたことによる熱雑音が一因であると考えられる。

図１０〜図１３の各図に示す実験結果から、冷却による低温受信増幅器１００の諸特性（利得と電力付加効率）の向上に十分な温度範囲は入出力電力によらず１５０Ｋ以下であると認められる。１５０Ｋより低く冷却しても利得と電力付加効率に対する顕著な向上効果はみられない。換言すれば、GaN HEMT１１０を１５０Ｋ以下に冷却した環境下で増幅素子として用いることで、低温受信増幅器１００の入出力電力によらずその良好な利得と電力付加効率を得ることができる。

一般に知られている高温超伝導材料の臨界温度がおよそ７７Ｋであることを勘案すれば、超伝導効果を発揮する高温超伝導材料の冷却温度（およそ７７Ｋ以下）を達成する冷却装置を改造することなく使用することで、GaN HEMT１１０を用いた低温受信増幅器１００の冷却温度１５０Ｋ以下を実現できる。すなわち、例えば同一の冷却ステージ９２０（図２参照）に低温受信増幅器１００を搭載することで、低温受信増幅器１００を高温超伝導材料を用いたマイクロ波回路（例えば図１４に示す超伝導フィルタ９５０）と一緒に冷却することができる。

もちろん、低温受信増幅器１００および高温超伝導材料を用いた超伝導フィルタ９５０で構成される受信フロントエンドでは、真空保持容器９１０内の冷却ステージ９２０を超伝導フィルタ９５０と低温受信増幅器１００とで別個のものとしてもよい。これは、高温超伝導材料の臨界温度（およそ７７Ｋ）と低温受信増幅器１００の上限冷却温度１５０Ｋの温度差に着目した真空保持容器９１０の構成である。同一の真空保持容器９１０内に超伝導フィルタ９５０と低温受信増幅器１００を設置する場合、一例として、図１４に示すように、冷却能力の高い冷却ステージ９２２に超伝導フィルタ９５０を設置し、冷却能力の低い冷却ステージ９２１に低温受信増幅器１００を設置する。この構成は、冷却装置９３０の冷却能力に限界がある場合などに有効である。また、真空保持容器９１０全体を高温超伝導材料の臨界温度以下に冷却する必要がないことから、冷却装置９３０の冷却能力を削減し、真空保持容器９１０全体の小型化が可能である。

［第２実施形態］
図９に、本発明の低温受信増幅器１００を２段目に用いた２段受信増幅器の構成を示す。初段には雑音指数の低いGaAs HEMT２１０を用いた低温受信増幅器２００を用いる。上記非特許文献５に示されているように、初段のGaAs HEMT２１０は、例えば雑音指数０．３ｄＢ、利得１０ｄＢという特性を有している。例えば、２段目のGaN HEMT１１０の特性を、雑音指数２ｄＢ、利得２６ｄＢに設計すると、図９の構成での雑音指数は、およそ０．５３ｄＢとなる。上記非特許文献５の３段極低温受信機と比較して、段数を軽減しつつ、雑音指数０．５３ｄＢで飽和出力を１Ｗ以上かつ電力付加効率６２％を達成できる。

なお、第２実施形態の構成であっても、低温受信増幅器１００について、GaN HEMT１１０を１５０Ｋ以下に冷却した環境下で増幅素子として用いることができる。

つまり、GaAs FETを２段目と３段目に用いる従来の方法よりも、GaN HEMTを２段目として用いる方法によって、電力付加効率を飛躍的に改善できる。

［第３実施形態］
第３実施形態は、低温環境下で生じる電流崩壊現象によるGaN HEMT１１０のドレイン−ソース間電流の減少を改善する。低温環境における電流崩壊現象では、電子励起状態が凍結した状態から時間とともに電子励起数が増加する。このため、ゲートバイアス電圧を設定してもドレイン電流が緩慢に増減する現象が生じる。

ところで、一般に半導体上に光を照射することで、その特性が変化することが知られている。これは、半導体内に光エネルギーが注入されることで電子励起が活発になるためである。注入される光エネルギーは半導体のバンドギャップと注入する光の波長と関係している。これまでGaN HEMT１１０に対して有効な光の波長は明らかにされていなかった。

第３実施形態では、GaN HEMT１１０に対して有効な光の波長を明らかにする。図１５にGaN HEMTに青色ＬＥＤ（light emitting diode）５００による光を照射する実施例を示す。青色ＬＥＤ５００は、GaN HEMT１１０の上部に設置される。例えば、低温受信増幅器１００のケース上部に設置される。青色ＬＥＤ５００はGaN HEMT１１０とともに低温冷却される。

ＬＥＤの発光波長は材料のバンドギャップに依存している。青色ＬＥＤ５００は一般にGaNを用いておりまたGaN HEMT１１０もGaNを用いることからそれぞれのバンドギャップは大差ないと考えられる。このため、青色ＬＥＤ５００の発光波長はGaN HEMT１１０の電子励起を生じさせるに十分であると考えられる。この点を明らかにするために、図２に示す低温受信増幅器１００を用いて冷却温度６０Ｋにて実験を行った。

図１６に３００ＫにおけるＬＥＤ発光色相違によるドレイン−ソース間電流特性を示す。使用したＬＥＤは赤、黄、緑、青色であり、暗箱内にＬＥＤを設置し、GaN HEMT１１０にＬＥＤによる光を照射した。図中、暗状態は低温受信増幅器１００のケースに覆いをして遮光した状態でありＬＥＤを点灯していない。明状態はGaN HEMT１１０に室内灯を照射した状態である。暗状態あるいは赤、黄、緑のいずれかのＬＥＤを点灯した場合に比べて、青色ＬＥＤ５００または室内灯を点灯した場合の方がドレイン−ソース間電流特性は良好であった。なお、室内灯を点灯した場合に青色ＬＥＤ５００を点灯させた場合とほぼ同様のドレイン−ソース間電流特性を示した理由として、室内灯の光（可視光線）が青色ＬＥＤ５００の発する光とほぼ同じ波長が含むからであると考えられる。以下の実験では発光手段として青色ＬＥＤ５００を用いているが、GaNのバンドギャップに相当する波長の光、可視スペクトルの青色領域[波長にしておよそ４３０ｎｍから４９０ｎｍ程度]の光、あるいはこの光を含む光を発することのできる発光手段であれば特に限定はない。

GaN HEMT１１０への光の照射は、低温受信増幅器１００に備えられた発光手段によってなされるとするが、この構成に限定されない。例えば、低温受信増幅器１００の外部に発光手段を設けて、この発光手段から発せられた光を低温受信増幅器１００に設けた光透過性を有する窓から導くことで、GaN HEMT１１０への光の照射を行う。この構成では、窓を通して導入された光、換言すればGaN HEMT１１０に直接当たる光が、GaNのバンドギャップに相当する波長の光、可視スペクトルの青色領域[波長にしておよそ４３０ｎｍから４９０ｎｍ程度]の光、あるいはこの光を含む光であればよい。

図１７に６０Ｋでのドレイン−ソース間電流特性を示す。実験では青色ＬＥＤ５００の光照射をＯＮ／ＯＦＦにした。ドレイン−ソース間電圧が４０Ｖ以下で顕著であった電流崩壊現象が青色ＬＥＤ５００の光を照射したことによって改善されている。

図１８に相互コンダクタンス（ｇｍ）特性を示す。ドレイン−ソース間電圧が２０Ｖ以下で青色ＬＥＤ５００の光を照射したことによって相互コンダクタンス（ｇｍ）が改善している。

図１９に冷却温度６０Ｋおよび測定周波数２ＧＨｚでの入出力特性を示す。低温受信増幅器１００の構成は第１実施形態と同じである。青色ＬＥＤ５００の光を照射することで利得が０．５ｄＢ向上している。また、出力電力も０．５ｄＢｍ向上している。

図２０に電力付加効率特性を示す。青色ＬＥＤ５００の光を照射することで、最大電力付加効率を８％改善し６６％を達成している。このように、低温環境下で青色ＬＥＤ５００の光をGaN HEMT１１０に照射することで、電力付加効率を改善できることがいえる。
この第３実施形態によって、低温受信増幅器１００の増幅動作が安定化するとともに、受信フロントエンドの動作も安定化する。

［温度依存性］
図２１に、GaN HEMT１１０に青色ＬＥＤ５００の光が照射された低温受信増幅器１００の利得に関する温度依存性を示す。測定条件は低温受信増幅器１００の入力電力を０ｄＢｍ，５ｄＢｍ，１０ｄＢｍとした。また、青色ＬＥＤ５００の順方向電流は１０ｍＡとした。冷却温度１２０Ｋでそれぞれの利得は最大となりまたは飽和した。１２０Ｋ以下での利得偏差は入力電力５ｄＢｍと１０ｄＢｍでそれぞれ０．６ｄＢと０．３ｄＢである。これに対して、３００Ｋから１２０Ｋでの利得増加量は入力電力５ｄＢｍと１０ｄＢｍでそれぞれ２ｄＢと２．３ｄＢである。利得の温度依存性から青色ＬＥＤ５００を用いた低温受信増幅器１００は１２０Ｋ以下に冷却することが望ましい。なお、第１実施形態にて青色ＬＥＤ５００を用いない低温受信増幅器１００の好ましい冷却温度は１５０Ｋ以下であった。この冷却温度の差異は冷却環境下でのGaN HEMT１１０の増幅特性による。

図２２に電力付加効率（ＰＡＥ）に関する温度依存性を示す。冷却温度１２０Ｋにて飽和しまたは最大値が得られている。３００Ｋから１２０ＫでのＰＡＥ改善量は入力電力１０ｄＢｍにて１０％改善している。このことは第１実施形態の図１１に示す結果と同様である。

図２１と図２２から明らかなように、GaN HEMT１１０に青色ＬＥＤ５００の光が照射された低温受信増幅器１００は、１２０Ｋ以下に冷却すれば利得及び電力付加効率の改善の点において十分である。超伝導フィルタの臨界温度が一般に７７Ｋであることから、超伝導フィルタと低温受信増幅器の真空容器内設置位置（第２実施形態参照）を工夫することで、一様に７７Ｋ以下に冷却する場合に比較して冷却能力を軽減できる。

［第４実施形態］
図２３に、GaN HEMT１１０に青色ＬＥＤ５００の光を照射した場合の低温受信増幅器１００の電流値収束特性を示す。実験条件は、冷却温度６０Ｋ、測定周波数２ＧＨｚ、入力電力５．５ｄＢｍとした。比較のためにGaN HEMT１１０に青色ＬＥＤ５００の光を照射しない場合の測定結果も示す。青色ＬＥＤ５００の光を照射することで、照射時間１５００秒までの電流値偏移は６％である。電流値設定は５０ｍＡであることから、電流値偏移は３ｍＡである。これに対して光を照射しないと１５００秒にて電流値偏移は４２％、電流値偏移は２１．４ｍＡである。このように、青色ＬＥＤ５００の光を照射することで低温受信増幅器１００の電流値を安定化できる。これは、低温受信増幅器１００の動作点安定化であり、利得、効率、線形性の安定化になる。青色ＬＥＤ５００の光を照射しない場合には、電流値が安定するまで低温受信増幅器１００のアイドル運転が必要である。この場合、送信出力の変化によって電流値が不安定になる。また、電流値安定化のために、定電流回路が必要である。しかし、青色ＬＥＤ５００の光を照射することで電流値安定化を簡易かつ高速に行うことができる。

図２４に低温におけるドレイン−ソース間電流を一定に維持する青色ＬＥＤ回路の一例を示す。回路６００は、積分回路６１０と、比較器６２０と、青色ＬＥＤ順方向電流制御回路６３０で構成される。積分回路６１０はドレイン−ソース間電流をモニタし、比較的長い積分時間でモニタした電流値を積分する。比較的長い積分時間を用いる理由は、低温環境下でのドレイン−ソース間電流の変化が数分単位に亘る緩慢な変化による。積分回路６１０は時定数の長いＬＣフィルタ回路で構成できる。ＬＣフィルタは集中定数素子で構成できる。

比較器６２０は、積分回路６１０の出力とドレイン−ソース間電流基準値との差をとる。積分回路６１０の出力がドレイン−ソース間電流基準値に一致していれば、比較器６２０の出力は０となる。比較器６２０はオペアンプで構成してもよい。また差動回路で構成してもよい。

青色ＬＥＤ順方向電流制御回路６３０は電流帰還型増幅回路で構成できる。また、青色ＬＥＤ順方方向電流制御回路６３０は定電流ダイオードで構成してもよい。比較器６２０の出力は電流帰還型増幅回路を構成するトランジスタ６８０のベースに入力される。電流帰還型増幅回路のベースバイアス電圧は二つの抵抗６４０、６５０にて分圧して与えられる。このベースバイアス電圧が順方向電流の基準値を決定する。比較器６２０は積分回路６１０の出力とドレイン−ソース間電流基準値との差を出力し、緩慢な時間変動成分でトランジスタ６８０のベースでのベースバイアス電圧を調整する。このとき順方向電流も変動し、GaN HEMT１１０へ照射する青色ＬＥＤ５００の光強度が変動する。これはGaN HEMT１１０のドレイン−ソース間電流がドレイン−ソース間電流基準値より少ないときは順方向電流を増やし、GaN HEMT１１０のドレイン−ソース間電流が多いときは順方向電流を減らす。この動作を積分回路６１０の時定数に依存して行うことで、GaN HEMT１１０のドレイン−ソース間電流の安定化を図ることができる。

本発明は、移動通信基地局受信系など無線通信基地局受信系に用いることができる。

本発明の低温受信増幅器の構成を示す図。 ゲートバイアス回路の一例を示す図。 本発明の低温受信増幅器を、極低温環境で動作させる装置の構成を示す図。 常温（３００Ｋ）と極低温（６０Ｋ）での低温受信増幅器１００の静特性を示す図。 低温受信増幅器１００の入出力特性を示す図。 低温受信増幅器１００の電力付加効率特性を示す図。 低温受信増幅器１００の相互変調歪特性を示す図。 低温受信増幅器１００の１波あたりの３次相互変調歪成分対主波の比（ＩＭ３/Ｓ）と１波あたりの５次相変調歪成分対主波の比（ＩＭ５/Ｓ）を示す図。 低温受信増幅器１００の雑音指数特性を示す図。 本発明の低温受信増幅器１００を２段目に用いた２段受信増幅器の構成を示す図。 低温受信増幅器１００の利得に関する温度依存特性の測定結果を示す図。 低温受信増幅器１００の電力付加効率に関する温度依存特性の測定結果を示す図。 低温受信増幅器１００の飽和出力電力に関する温度依存特性の測定結果を示す図。 低温受信増幅器１００の雑音指数に関する温度依存特性の測定結果を示す図。 低温受信増幅器１００および超伝導フィルタ９５０を用いた受信フロントエンドの構成を示す図。 GaN HEMTと青色ＬＥＤを用いた低温受信増幅器の実施例を示す図。 ＬＥＤの差異によるドレイン−ソース間電流の測定結果を示す図 図１５に示す低温受信増幅器の静特性に関する測定結果を示す図。 図１５に示す低温受信増幅器の相互コンダクタンス特性に関する測定結果を示す図。 図１５に示す低温受信増幅器の入出力特性に関する測定結果を示す図。 図１５に示す低温受信増幅器の電力付加効率特性に関する測定結果を示す図。 図１５に示す低温受信増幅器の利得の温度依存性に関する測定結果を示す図。 図１５に示す低温受信増幅器の電力付加効率の温度依存性に関する測定結果を示す図。 図１５に示す低温受信増幅器の電流安定化に関する測定結果を示す図。 図１５に示す低温受信増幅器のドレイン−ソース間電流安定化回路の一例を示す図。

Claims (1)

1. １５０Ｋ以下に冷却された環境で用いられる低温受信増幅器であって、
   増幅素子としての窒化ガリウム高電子移動度トランジスタと、
   窒化ガリウムのバンドギャップに相当する波長の光を照射する青色発光ダイオード、または、可視スペクトルの青色領域に相当する波長の光（青色光）を照射する青色発光ダイオード、または、前記青色光を含む光を照射する青色発光ダイオードと、
   前記増幅素子のゲートと前記低温受信増幅器の入力端子の外部とのインピーダンス整合を行う入力整合回路と、
   前記増幅素子のゲートに直流電圧を印加するゲートバイアス回路と、
   前記増幅素子のドレインと前記低温受信増幅器の出力端子の外部とのインピーダンス整合を行う出力整合回路と、
   前記増幅素子のドレインに直流電圧を印加するドレインバイアス回路と、
   前記窒化ガリウム高電子移動度トランジスタのドレイン−ソース間の電流値をモニタする回路と、
   前記モニタした前記電流値を積分する積分器と、
   前記積分器の出力と基準電流値との差を出力する比較器と、
   前記比較器の出力を０にするように前記青色発光ダイオードの順方向電流を制御する制御器と
   を備えており、
   前記順方向電流を制御された前記青色発光ダイオードから発せられた光を前記窒化ガリウム高電子移動度トランジスタに照射する
   ことを特徴とする低温受信増幅器。

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