JP3757729B2 - インバータ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流を交流に電力変換するインバータ装置であって、とくにバッテリのような直流電源から商用交流（たとえば、１００Ｖ６０Ｈｚあるいは１００Ｖ５０Ｈｚ）に相当する交流出力を得て一般の電気機器に電源を供給することを可能とするインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、商用交流に相当する交流を出力するこの種のインバータ装置は、実験用電源、コンピュータ設備の非常用電源、太陽光発電装置など、多岐に渡って開発利用されている。この種のインバータ装置の回路構成としては、たとえば図１８に示す構成が従来より知られている。
【０００３】
図１８に示すインバータ装置は、基本的には直流電源Ｅから交流出力のピーク電圧の直流電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電圧から周期的にパルス幅の変化する矩形波電圧に変換するインバータ２と、インバータ２から出力される矩形波電圧を時間積分することにより滑らかな正弦波に近付けるように波形整形するフィルタ３とからなる。ここに、直流電源ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ１との間、およびフィルタ３と負荷への出力端との間にはそれぞれノイズフィルタ７，８を設けてある。
【０００４】
図示例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１として４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を備えた構成を採用しているものとする。すなわち、ブリッジ回路の各アームを２個ずつ直列接続したスイッチング素子により構成し、各アームをそれぞれ直流電源Ｅに接続するとともに、各アームを構成する各２個のスイッチング素子の接続点間に出力トランスＴ１の１次巻線を接続してある。各アームを構成する直列接続された２個のスイッチング素子は同時にオンにならず、対角位置の各組のスイッチング素子（ここでは、直流電源Ｅの両端間において出力トランスＴ１の１次巻線を介して直列接続されている各２個のスイッチング素子）はそれぞれ同時にオンになるように制御回路４により制御される。つまり、制御回路４からは図１９（ａ）（ｂ）に示すような所定周期の矩形波信号が出力され、ブリッジ回路の各アームを構成する直列接続された２個のスイッチング素子は交互にオンオフされる。このような動作によって、出力トランスＴ１の１次巻線には交互に極性が変化する電圧が印加され、２次巻線に交流電圧を発生させることができる。この交流電圧をダイオードブリッジなどの整流器５により整流し、さらに平滑回路６で平滑することにより直流電圧が得られる。
【０００５】
ここで、平滑回路６の出力電圧がインバータ２の出力電圧のピーク電圧程度になるように、直流電源Ｅの電圧と出力トランスＴ１の巻線の巻比との関係が設定される。たとえば、インバータ２の出力電圧を交流１００Ｖとするのであればピーク電圧は１４１Ｖであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧（平滑回路６の出力電圧）は１４１Ｖ程度に設定される。あるいはまた、インバータ２の出力電圧を交流２００Ｖとするのであればピーク電圧は２８２Ｖであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧は２８２Ｖ程度に設定される。ただし、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧は目安であって調整は必要である。
【０００６】
平滑回路６から出力される直流電圧は略一定電圧に保たれ、インバータ２およびフィルタ３を用いることによって正弦波状の交流電圧に変換される。インバータ２はＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様に４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を備えているものとする。つまり、２個ずつ直列接続されたスイッチング素子からなるブリッジ回路の各アームをそれぞれ平滑回路６の出力端間に接続し、ブリッジ回路の各アームを構成する各２個のスイッチング素子の接続点間にフィルタ３を接続してある。
【０００７】
平滑回路６の出力端間に直列に接続された２個ずつのスイッチング素子はそれぞれ同時にオンにならず、対角位置の各組のスイッチング素子はそれぞれ同時にオンになるように制御回路４によって制御される。ただし、ブリッジ回路の各アームを構成する２個のスイッチング素子は交互にオンオフされるのではなく、対角位置の一方の組のスイッチング素子がオンオフされる期間と、対角位置の他方の組のスイッチング素子がオンオフされる期間とが交互に繰り返される。対角位置の各組のスイッチング素子を交互に切り換える周期は、インバータ装置から出力する交流電圧の周期になるから、たとえば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚに相当する周期に設定される。また、対角位置の各組のスイッチング素子のオンオフの周波数は一般には２０ｋＨｚ以上に設定される。対角位置の各組のスイッチング素子がオンオフされる期間において、矩形波信号のパルス幅は期間の初期と終期がもっとも短く、期間の中央付近でもっとも長くなるように設定される。つまり、制御回路４からは図１９（ｃ）（ｄ）に示すような矩形波信号が出力され、スイッチング素子はＰＷＭ制御される。このような制御を行い制御回路４からの矩形波信号のパルス幅を適宜に設定することによって、フィルタ３の出力電圧波形を図１９（ｅ）のような正弦波状とすることができる。制御回路４は、一般に出力電圧や出力電流を監視し負荷変動に対しても出力電圧波形を正弦波に保つように矩形波信号のパルス幅をフィードバック制御する。
【０００８】
ところで、上述した構成のインバータ装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１の平滑回路６に加えて、インバータ２の出力を波形整形するためのフィルタ３が必要であり、部品点数が多くなり占有スペースが大きくなるという問題を有している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１において出力トランスＴ１や平滑回路６を小型化するにはスイッチング素子のオンオフの周波数を高くするのが望ましく、またインバータ２におけるスイッチング素子は出力電圧の周波数よりも十分に高い周波数でオンオフする必要がある。したがって、上述したインバータ装置は、高周波ノイズを発生する主なノイズ源として、ＤＣ−ＤＣコンバータ１とインバータ２との２つのノイズ源を備えており、このこともノイズ対策用の部品点数の増加につながる。
【０００９】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１には各種構成があり、入力される直流電圧が出力電圧に近い場合はトランスを用いないチョッパ回路が用いられ、入力される直流電圧が出力電圧に比べて大幅に低い場合はトランスを用いて昇圧する回路が用いられ、入力される直流電圧が出力電圧に比べて大幅に高い場合はトランスを用いて降圧する回路や降圧型のチョッパ回路が用いられる。
【００１０】
上述したように、図１８に示した回路構成では、主として高周波成分の除去やノイズ対策のために部品点数が増加しやすいという問題がある。これに対して、太陽光発電装置などで用いられてきたインバータ装置として、図２０に示すような回路構成が知られている。このインバータ装置は、直流電源Ｅからパルス幅が周期的に変化する矩形波電圧を出力する電力変換回路１１と、電力変換回路１１の出力から高周波成分を除去して滑らかな正弦波の半波波形に近付けるように波形整形することで、インバータ装置の出力電圧波形の全波整流波形に相当する脈流電圧を生成するフィルタ１２と、フィルタ１２で生成された脈流電圧を１周期毎に交互に極性反転させる極性反転回路１３とを備える。ここで、電力変換装置１１にはトランスＴ２が設けられ、直流電源Ｅ側とインバータ装置の出力側とは絶縁されている。また、直流電源Ｅと電力変換回路１１との間、および極性反転回路１３と負荷への出力端との間にはそれぞれノイズフィルタ１６，１７を設けてある。
【００１１】
電力変換回路１１は、平滑回路６を除いて図１８に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様の回路構成を有するものとする。つまり、４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の各アームを構成する各２個ずつのスイッチング素子の接続点間にトランスＴ２の１次巻線が接続される。ただし、スイッチング素子をオンオフさせるために制御回路１４から出力される矩形波信号は、図２１（ａ）（ｂ）に示すように、図１８に示したインバータ装置におけるインバータ回路２のスイッチング素子を制御する矩形波信号と同様の波形であって、対角位置の一方の組のスイッチング素子をオンオフさせる期間と他方の組のスイッチング素子をオンオフさせる期間とを、インバータ装置の出力電圧の周期に相当する周期で交互に設けてある。また、矩形波信号は、対角位置の各組のスイッチング素子をオンオフさせる期間内でパルス幅が周期的に変化するように設定される。つまり、電力変換回路１１はＰＷＭ制御される。したがって、トランスＴ２の１次巻線に印加される電圧は、矩形波信号と同様にパルス幅が時間とともに変化し、かつ極性が周期的に変化することになる。
【００１２】
トランスＴ２の２次出力は整流器１５により全波整流されて上述した矩形波信号と同様の波形を有した矩形波電圧になり、整流器１５の出力である矩形波電圧をフィルタ１２に通すことによって矩形波電圧を時間積分し、図２１（ｃ）に示すような正弦波の半波状となる脈流電圧を得ることができる。ここに、直流電源Ｅの電圧とトランスＴ２の巻線の巻比との関係はフィルタ１２の出力電圧のピーク値がインバータ装置の出力電圧のピーク値にほぼ一致するように設定される。フィルタ１２の出力電圧は交流電圧を全波整流した波形に相当するから、極性反転回路１３においてフィルタ１２の出力電圧の極性を１周期毎に反転させることによって、交流電圧を得ることができる。
【００１３】
すなわち、極性反転回路１３は４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路であって、ブリッジ回路の各アームを構成する２個ずつのスイッチング素子の各直列回路をフィルタ１２の出力端（コンデンサの両端間）に接続してあるものとする。また、各アームを構成する２個ずつのスイッチング素子の接続点を極性反転回路１３の出力端としてある。制御回路１４は極性反転回路１３におけるスイッチング素子をオンオフさせるために図２１（ｄ）（ｅ）のような矩形波信号を出力しており、極性反転回路１３において対角位置の一方の組のスイッチング素子がオンである期間に他方の組のスイッチング素子をオフにする。また、フィルタ１２の出力電圧の１周期毎にスイッチング素子のオンオフが反転するようにしてある。したがって、極性反転回路１３の出力電圧は図２１（ｆ）のように正弦波状の交流電圧波形になる。
【００１４】
図２０に示した回路構成では、電力変換回路１１においてＤＣ−ＤＣ変換を行うと同時に、時間経過に伴ってパルス幅が周期的に変化する矩形波電圧を得ることができ、図１８に示した回路構成のうちのＤＣ−ＤＣコンバータ１とインバータ２の一部機能とを併せ持つことになるから、平滑回路６が不要になり、図１８に示す回路構成よりも部品点数が少なくなる。また、極性反転回路１３においてスイッチング素子をオンオフさせる周波数は、インバータ装置の出力周波数であって商用電源の電源周波数である５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚであるから、極性反転回路１３は高周波ノイズの発生源にならず、スイッチング素子を高周波でスイッチングすることによって発生する高周波ノイズの発生源が電力変換回路１１だけになり、図１８に示した回路構成に比較すると、ノイズの除去が容易であるとともに平滑回路６を設ける必要がなく、結果的に部品点数を少なくすることができるという利点を有している。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２０に示した回路構成では以下のような問題が生じる。いま、負荷として誘導性負荷を接続するとすれば、誘導性負荷にはリアクトル成分（とくにインダクタンス成分）があるから、図２２に示すように交流電圧（図にａで示す）の極性が反転しても、負荷のリアクトル成分に蓄積されたエネルギがなくなるまでは同じ向きに電流（図にｂで示す）を流そうとする。
【００１６】
すなわち、電流が流れ始めてから電圧が０Ｖになるまでの期間Ｔ２には、図２３に示すように、極性反転回路１３を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちの対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が導通しているとすると、図２３に矢印で示すように、フィルタ１２−スイッチング素子Ｑ１−負荷Ｚ−スイッチング素子Ｑ４−フィルタ１２の経路で電流が流れる。ここに、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されているものとする。逆並列とはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して並列であって、かつスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の導通時とは逆向きに電流を流す極性であることを意味する。つまり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にｎチャネルのＭＯＳＦＥＴを用いているとすれば、ドレイン側をアノードとしてドレイン−ソースに並列に接続することになる。この極性はＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと同じ極性であるから、ダイオードＤ１〜Ｄ４をボディダイオードで兼用することも可能である。
【００１７】
次に、電圧の極性が反転してから電流が同じ向きに流れている期間Ｔ１になると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４はオフになり、対角位置の他方の組のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるから、図２４に矢印で示すように、ダイオードＤ２−負荷Ｚ−ダイオードＤ３を通る経路で電流が流れる。ここで、フィルタ１２はチョークインプット型のローパスフィルタであって、整流器１５の出力端間にインダクタ（リアクトル）Ｌ２とコンデンサＣ２との直列回路を接続し、出力をコンデンサＣ２の両端から取り出すようにしている。この構成では、上述のようにダイオードＤ２，Ｄ３を通して電流が流れようとするときに、フィルタ１２のリアクトルＬ２には電流を流すことができないから、フィルタ１２のコンデンサＣ２に電流が流れ込んでコンデンサＣ２の両端電圧が上昇することになる。このコンデンサＣ２はリアクトルＬ２とともに整流器１５の出力電圧の波形を整形するという機能のためだけに用いられているから容量が比較的小さいものであり、負荷Ｚからの回生電力によってコンデンサＣ２の両端電圧が上昇するのである。つまり、負荷Ｚが誘導性負荷であると、図２５にＰ部として示すように、回生電力が生じる期間に出力電圧に大きな歪みを生じることになる。
【００１８】
図１８に示した回路構成においても説明したが、出力電圧波形は監視されており、電圧波形を正弦波に保つようにフィードバック制御を行うが、このフィードバック制御は電力変換回路１１に対して行われるから（極性反転回路１３ではスイッチング素子のオンオフの周波数が出力電圧の周波数に等しく波形の制御ができない）、波形に対する制御を行ってもフィルタ１２などによる時間遅れがあって出力電圧波形の歪みをフィードバック制御のみで除去するのは難しい。
【００１９】
以上説明したように、図１８に示した回路構成では、インバータ２の入力端（１次側）のコンデンサが平滑回路６のコンデンサであって、このコンデンサは直流電圧を得るために設けられているから容量が大きく回生電力による電圧上昇が小さく、また出力電圧波形を正弦波に保つためのフィードバック制御をインバータ２に対して行うことができて電圧波形をフィードバック制御するのが比較的容易であるが、ノイズ対策が面倒であり部品点数の増加につながるという問題を有している。これに対して、図２０に示した回路構成では、ノイズ対策が比較的容易で部品点数も比較的少ないものの、誘導性負荷を用いたときに生じる回生電力によって出力電圧波形に歪みを生じるという問題を有している。
【００２０】
図２０に示した回路構成において誘導性負荷を用いたときの出力電圧波形の歪みを抑制するには、フィルタ１２に設けたコンデンサＣ２の両端電圧が回生電力によって上昇しないように回生電力を別経路で流すことが考えられる。そこで、もっとも簡単な構成としては、図２６に示すように、コンデンサＣ２に抵抗Ｒ２を並列接続することが考えられる。しかし、このような構成を採用すると、抵抗Ｒ２で電力が常時消費されているから損失が大きくなり全体の効率が低下することになる。
【００２１】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、出力段を極性反転回路としたノイズ源の少ない構成であって、しかも比較的少ない部品点数で電圧波形の歪みを抑制したインバータ装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源をスイッチング素子でスイッチングすることによりパルス幅が所定周期で繰り返し変化する矩形波電圧を発生させる電力変換回路と、電力変換回路の出力端間に接続されるリアクトルとコンデンサとの直列回路からなりコンデンサの両端電圧を出力とすることにより電力変換回路から出力される矩形波電圧を時間積分した波形に整形するフィルタと、フィルタの出力電圧の１周期毎に電圧極性を交互に反転させて負荷に印加する交流電圧を出力する極性反転回路とを備えるインバータ装置であって、前記リアクトルが２次巻線を備えるとともに前記２次巻線がダイオードを介して電力変換回路の入力端に接続され、電力変換回路がフィルタとの間に出力電圧を全波整流する整流器を備え、整流器の出力端間には補助スイッチ素子を含むとともに補助スイッチ素子のオン期間において極性反転回路から整流器に向かう向きでリアクトルに流れる電流を通過させる電流経路が形成され、整流器から極性反転回路に向かう向きの電流がリアクトルの１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れず、前記電流経路に電流が流れる期間においてリアクトルの２次巻線から前記ダイオードを通して電力変換回路の入力側に電力が帰還されるようにリアクトルの１次巻線および２次巻線とダイオードとの極性が設定されており、補助スイッチ素子のオン期間は極性反転回路の出力電圧のピーク値付近に対して０Ｖ付近で長くなるものである。
【００２３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記極性反転回路の出力電圧の０Ｖ付近でのみ前記補助スイッチ素子がオンになるように補助スイッチ素子が制御されることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態の基本的な構成は図２０に示した従来構成と同様であって、図１に示すように、トランスＴ２を備え直流電源（図示せず）から極性が交互に反転する交流電圧を生成した後に全波整流する電力変換回路１１と、電力変換回路１１から正弦波の半波状の脈流電圧を生成するように高周波成分を除去して波形整形するフィルタ１２と、フィルタ１２の出力電圧の極性を１周期毎に反転させる極性反転回路１３とを備える。トランスＴ２は絶縁トランスであって、インバータ装置の直流電源側と交流出力側とを絶縁している。
【００３１】
図１に示すように、電力変換回路１１は４個のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からなるブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の各アームを構成するように直列接続された各２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の接続点間にトランスＴ２の１次巻線が接続される。また、各２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路はそれぞれ直流電源の両端間に接続される。図示例ではスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４としてはＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は図示しない制御回路からの矩形波信号によってオンオフするように制御される。
【００３２】
図２０に示した従来構成では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオンオフさせる期間とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオンオフさせる期間とをインバータ装置の出力電圧の半周期（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに相当する周期の半周期）で交互に反転させる制御としたが、本実施形態では、図２（ａ）（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組とを交互にオンオフさせるとともに、各組のオン期間を時間経過に伴って変化させる制御としている。すなわち、インバータ装置の出力電圧の半周期に相当する期間内で初期と終期とにおけるスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン期間を短くし、期間の中央付近でもっとも長くなるように制御する。また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組とのオン期間の間にはどちらの組もオフになるデッドオフタイムを設けてあり、デッドオフタイムは期間の中央付近でもっとも短くなる。要するに、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は一定周期でオンオフし、かつオン期間が時間経過に伴って変化するように制御される。また、デッドオフタイムを設けていることによって、ブリッジ回路の各アームを構成するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４が同時にオンになることが確実に防止され、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を交互にオンオフさせ、またスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を交互にオンオフさせながらも、同時にオンになるのを確実に防止することができ、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４に短絡電流が流れるのを防止することができる。
【００３３】
トランスＴ２の２次出力は整流器１５により全波整流されるから、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフを図２（ａ）（ｂ）に示す形で制御しても、電力変換回路１１の出力電圧としての整流器１５の出力電圧は、図２１（ａ）（ｂ）に示した矩形波信号で制御した場合と同様に、図２（ｃ）の実線のようになる。図２（ｃ）における破線は、図２（ｃ）に実線で示す矩形波信号を時間積分して得られる波形であり、この波形はフィルタ１２の出力電圧に相当する。すなわち、インバータ装置の出力電圧の半周期の波形になる。
【００３４】
ところで、本実施形態では整流器１５の出力端間に、ダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してあり、制御回路（図示せず）によって補助スイッチ素子Ｑｓを図２（ｄ）に示すタイミングでオンオフさせている。補助スイッチ素子ＱｓにはＭＯＳＦＥＴを用いている。また、フィルタ１２は、従来構成と同様に、整流器１５の出力端間に接続したリアクトルＬ２とコンデンサＣ２との直列回路によって構成されているが、リアクトルＬ２には２次巻線を設けてある。リアクトルＬ２の２次巻線はダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の入力端（１次側）に接続したコンデンサＣｆの両端に接続される。
【００３５】
ところで、リアクトルＬ２の１次巻線および２次巻線の極性とダイオードＤｆの極性とは、整流器１５から極性反転回路１３に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れず、極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れる極性に設定してある。したがって、補助スイッチ素子ＱｓがオフのときにはリアクトルＬ２の２次巻線に電流が流れることはなく、補助スイッチ素子Ｑｓがオンである期間に極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過すると、リアクトルＬ２がトランスとして機能し、２次巻線に電流が流れることになる。
【００３６】
そこで、従来構成として説明した期間Ｔ１（極性反転回路１３から負荷への印加電圧の極性が反転した後に、負荷に流れる電流の向きが反転するまでの期間）に、補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御すれば、リアクトルＬ２はトランスとして機能するからリアクトル成分は非常に小さい値になり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流は、リアクトルＬ２の１次巻線に容易に流れ込むことになる（なお、図１ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆並列に接続したダイオードＤ１〜Ｄ４を示していないが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ボディダイオードがダイオードＤ１〜Ｄ４として機能する）。つまり、負荷への印加電圧の０Ｖ付近で補助スイッチ素子Ｑｓをオンにした場合の理想的な等価回路を示すと図３のようになる。その結果、リアクトルＬ２の１次巻線−ダイオードＤｓ−抵抗Ｒｓ−補助スイッチ素子Ｑｓを通る経路に回生電流が流れ、リアクトルＬ２の２次巻線に誘起された電力がダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に帰還されて、効果的に利用されることになる。また、負荷への印加電圧波形の歪みを引き起こす原因になっている回生電流を電力変換回路１１の１次側へ帰還させているから、電圧波形の歪みが抑制され、正弦波に近い波形の電圧を負荷に印加することができる。
【００３７】
本実施形態では、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフのタイミングを図２（ｄ）のように設定してあり、電力変換回路１１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がいずれもオフである期間（デッドオフタイム）に補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御回路で制御している。したがって、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間はインバータ装置の出力電圧のピーク付近でもっとも短く、０Ｖ付近でもっとも長くなる。つまり、インバータ装置の出力電圧が大きい期間には、電力変換回路１１から負荷側に供給する電流が大きく回生電流も生じていないから、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間を短くすることで負荷への出力に対する影響を少なくすることができる。一方、出力電圧が０Ｖ付近では電力変換回路１１から負荷側に供給する電流がほとんどなく、負荷から回生される電流が主となるので、補助スイッチ素子Ｑｓをオンにして電力変換回路１１の１次側に回生する効果を大きくするのである。他の構成および動作は図２０に示した従来構成と同様である。
【００３８】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図４に示すように、回路構成は第１の実施の形態と同構成を有している。すなわち、リアクトルＬ２に２次巻線を設け、２次巻線にはダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に設けたコンデンサＣｆを接続してある。また、整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００３９】
本実施形態において第１の実施の形態と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図５（ｄ）に示すように、本実施形態ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００４０】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４１】
（参考例１）
本例は、図６に示すように、図２０に示した従来構成に対して、リアクトルＬ２に２次巻線を設けるとともに、２次巻線の両端間にダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆを接続し、さらに整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとからなる直列回路を接続した構成を有する。他の構成および制御については第１の実施の形態と同様である。
【００４２】
すなわち、本例では図７（ａ）（ｂ）に示すように電力変換回路１１（図１参照）のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンオフさせ、これによって図７（ｃ）に示すような矩形波電圧が整流器１５の出力電圧として得られる。この矩形波電圧はインバータ装置の出力電圧（図７（ｃ）に破線で示す）の半周期でパルス幅を周期的に変化させ、出力電圧のピーク付近でパルス幅をもっとも長くし、０Ｖ付近でもっとも短くする。
【００４３】
一方、補助スイッチ素子Ｑｓは、すべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間にオンになり、この期間においてリアクトルＬ２の１次巻線に極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流を流すことが可能になっている。つまり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流を、リアクトルＬ２の１次巻線に流すことができ、このときリアクトルＬ２はトランスとして機能することで２次巻線の誘起電圧をダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆに印加することになる。すなわち、第１の実施の形態のように回生電流を電力変換回路１１の１次側に帰還させるのではなく、回生電流を抵抗Ｒｆによって消費させる。この構成では、抵抗Ｒｆでの電力消費は常時生じるのではなく、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間であって、リアクトルＬ２の１次巻線に対して極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流が流れるときにのみ抵抗Ｒｆでの電力消費が生じる。したがって、抵抗Ｒｆで消費される電力を比較的少なくしながらも、出力電圧の波形歪みを抑制することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４４】
（参考例２）
本例は、図８に示すように、回路構成は参考例１と同構成を有している。すなわち、リアクトルＬ２に２次巻線を設け、２次巻線にはダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆを接続してある。また、整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００４５】
本例において参考例１と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図９（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００４６】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例１と同様である。
【００４７】
（参考例３）
本例の基本的な構成は図２０に示した従来構成と同様であって、図１０に示すように帰還トランスＴ３を設け、フィルタ１２を構成するコンデンサＣ２に、ダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を並列接続した構成を有する。帰還トランスＴ３の２次巻線にはダイオードＤｆを介してコンデンサＣｆを接続してあり、このコンデンサＣｆは電力変換回路１１の１次側に接続してある。すなわち、第１の実施の形態ではリアクトルＬ２に２次巻線を設けたのに対して、本例ではリアクトルＬ２には２次巻線を設けずに帰還トランスＴ３を別途に設けてある。また、帰還トランスＴ３の１次巻線をダイオードＤｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの間に挿入することによって抵抗Ｒｓは不要になっている。ここに、帰還トランスＴ３の１次巻線および２次巻線の極性とダイオードＤｆの極性との関係は、補助スイッチ素子Ｑｓがオンであって帰還トランスＴ３の１次巻線に電流が流れるときに、帰還トランスＴ３の２次側においてダイオードＤｆを通して電流が流れる極性としてある。他の構成および制御は第１の実施の形態と同様である。
【００４８】
すなわち、図１１に示すように、電力変換回路１１のすべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間に補助スイッチ素子Ｑｓをオンにするように制御しており、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流は、補助スイッチ素子Ｑｓがオンである期間においてダイオードＤｓ−帰還トランスＴ３の１次巻線−補助スイッチ素子Ｑｓの経路を通して流れることになり、ダイオードＤｆを通して電力変換回路１１の１次側に帰還される。つまり、第１の実施の形態と同様に動作し同様の作用を奏する。ここで、帰還トランスＴ３は回生電流だけを流すものであり、フィルタ１２を構成する要素ではないから、リアクトルＬ２に比較してかなり小型のものを用いることができる。
【００４９】
（参考例４）
本例は、図１２に示すように、回路構成は参考例３と同構成を有している。すなわち、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線にはダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に設けたコンデンサＣｆを接続してある。また、コンデンサＣ２の両端間にダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００５０】
本例において参考例３と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図１３（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００５１】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５２】
（参考例５）
本例は、図１４に示すように、図２０に示した従来構成に対して、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線の両端間に抵抗Ｒｆを接続し、さらにフィルタ１２を構成するコンデンサＣ２に、ダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を並列接続した構成を有する。他の構成および制御については参考例３と同様である。
【００５３】
すなわち、本例では図１５（ａ）（ｂ）に示すように電力変換回路１１（図１２参照）のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンオフさせ、これによって図１５（ｃ）に示すような矩形波電圧が整流器１５の出力電圧として得られる。この矩形波電圧はインバータ装置の出力電圧（図１５（ｃ）に破線で示す）の半周期でパルス幅を周期的に変化させ、出力電圧のピーク付近でパルス幅をもっとも長くし、０Ｖ付近でもっとも短くする。
【００５４】
一方、補助スイッチ素子Ｑｓは、すべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間にオンになり、この期間において帰還トランスＴ３の１次巻線に極性反転回路１３からの回生電流を流すことが可能になっている。つまり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流を、帰還トランスＴ３の１次巻線に流すことができ、このとき帰還トランスＴ３は２次巻線の誘起電圧を抵抗Ｒｆに印加することになる。すなわち、参考例３のように回生電流を電力変換回路１１の１次側に帰還させるのではなく、回生電流を抵抗Ｒｆによって消費させる。この構成では、抵抗Ｒｆでの電力消費は常時生じるのではなく、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間であって、帰還トランスＴ３の１次巻線に対して極性反転回路１３から回生電流が流れるときにのみ抵抗Ｒｆでの電力消費が生じる。したがって、抵抗Ｒｆで消費される電力を比較的少なくしながらも、出力電圧の波形歪みを抑制することができる。
【００５５】
ところで、本例においては帰還トランスＴ３の２次巻線にダイオードを設けることなく抵抗Ｒｆを接続している。これは、第１の実施形態、第２の実施形態ないし参考例１、参考例２においては、リアクトルＬ２の１次巻線に両方向に電流が流れるから、一方向の電流のみを選択するためにダイオードが必要であり、また参考例３、参考例４では電力変換回路１１の入力端に極性があるからダイオードが必要であるのに対して、本例では帰還トランスＴ３の１次巻線に流れる電流の向きが一方向のみであり、また抵抗Ｒｆには極性がないダイオードが不要になっているのである。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５６】
（参考例６）
本例は、図１６に示すように、回路構成は参考例５と同構成を有している。すなわち、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線には抵抗Ｒｆを接続してある。また、コンデンサＣ２の両端間にダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００５７】
本例において参考例５と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図１７（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００５８】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、出力電圧が商用電源程度の低周波であれば高周波を発生する回路部分は電力変換回路のみであるから、高周波ノイズの発生源が１回路であってノイズ対策が比較的容易であるとともに部品点数が少なくなる。しかも、補助スイッチ素子のオン期間においては負荷として誘導性負荷を用いたときに生じる回生電力をリアクトルの２次巻線を通して電力変換回路の入力側に帰還することができるから、回生電力による出力電圧波形の歪みを抑制しながらも電力を有効利用することができ、高効率で出力電圧の波形歪みが少ないインバータ装置を提供することができる。
【００６０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記極性反転回路の出力電圧の０Ｖ付近でのみ前記補助スイッチ素子がオンになるように補助スイッチ素子が制御されるものであり、補助スイッチ素子のオン期間を回生電力が生じる期間付近のみに設定することで補助スイッチ素子のオンオフの回数を少なくすることが可能であり、結果的に補助スイッチ素子のオンオフによるノイズの発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態を示す要部回路図である。
【図２】 同上の動作説明図である。
【図３】 同上の要部の等価回路図である。
【図４】 本発明の第２の実施の形態を示す要部回路図である。
【図５】 同上の動作説明図である。
【図６】 参考例１を示す要部回路図である。
【図７】 同上の動作説明図である。
【図８】 参考例２を示す要部回路図である。
【図９】 同上の動作説明図である。
【図１０】 参考例３を示す要部回路図である。
【図１１】 同上の動作説明図である。
【図１２】 参考例４を示す要部回路図である。
【図１３】 同上の動作説明図である。
【図１４】 参考例５を示す要部回路図である。
【図１５】 同上の動作説明図である。
【図１６】 参考例６を示す要部回路図である。
【図１７】 同上の動作説明図である。
【図１８】 従来例を示す概略回路図である。
【図１９】 同上の動作説明図である。
【図２０】 他の従来例を示す概略回路図である。
【図２１】 同上の動作説明図である。
【図２２】 同上の動作説明図である。
【図２３】 同上の動作説明図である。
【図２４】 同上の動作説明図である。
【図２５】 同上の動作説明図である。
【図２６】 さらに他の従来例を示す要部回路図である。
【符号の説明】
１１ 電力変換回路
１２ フィルタ
１３ 極性反転回路
１５ 整流器
Ｃ２ コンデンサ
Ｄｆ ダイオード
Ｅ 直流電源
Ｌ２ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｑ１１〜Ｑ１４ スイッチング素子
Ｑｓ 補助スイッチ素子
Ｒｆ 抵抗
Ｔ３ 帰還トランス
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流を交流に電力変換するインバータ装置であって、とくにバッテリのような直流電源から商用交流（たとえば、１００Ｖ６０Ｈｚあるいは１００Ｖ５０Ｈｚ）に相当する交流出力を得て一般の電気機器に電源を供給することを可能とするインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、商用交流に相当する交流を出力するこの種のインバータ装置は、実験用電源、コンピュータ設備の非常用電源、太陽光発電装置など、多岐に渡って開発利用されている。この種のインバータ装置の回路構成としては、たとえば図１８に示す構成が従来より知られている。
【０００３】
図１８に示すインバータ装置は、基本的には直流電源Ｅから交流出力のピーク電圧の直流電圧を得るためのＤＣ−ＤＣコンバータ１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電圧から周期的にパルス幅の変化する矩形波電圧に変換するインバータ２と、インバータ２から出力される矩形波電圧を時間積分することにより滑らかな正弦波に近付けるように波形整形するフィルタ３とからなる。ここに、直流電源ＥとＤＣ−ＤＣコンバータ１との間、およびフィルタ３と負荷への出力端との間にはそれぞれノイズフィルタ７，８を設けてある。
【０００４】
図示例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ１として４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を備えた構成を採用しているものとする。すなわち、ブリッジ回路の各アームを２個ずつ直列接続したスイッチング素子により構成し、各アームをそれぞれ直流電源Ｅに接続するとともに、各アームを構成する各２個のスイッチング素子の接続点間に出力トランスＴ１の１次巻線を接続してある。各アームを構成する直列接続された２個のスイッチング素子は同時にオンにならず、対角位置の各組のスイッチング素子（ここでは、直流電源Ｅの両端間において出力トランスＴ１の１次巻線を介して直列接続されている各２個のスイッチング素子）はそれぞれ同時にオンになるように制御回路４により制御される。つまり、制御回路４からは図１９（ａ）（ｂ）に示すような所定周期の矩形波信号が出力され、ブリッジ回路の各アームを構成する直列接続された２個のスイッチング素子は交互にオンオフされる。このような動作によって、出力トランスＴ１の１次巻線には交互に極性が変化する電圧が印加され、２次巻線に交流電圧を発生させることができる。この交流電圧をダイオードブリッジなどの整流器５により整流し、さらに平滑回路６で平滑することにより直流電圧が得られる。
【０００５】
ここで、平滑回路６の出力電圧がインバータ２の出力電圧のピーク電圧程度になるように、直流電源Ｅの電圧と出力トランスＴ１の巻線の巻比との関係が設定される。たとえば、インバータ２の出力電圧を交流１００Ｖとするのであればピーク電圧は１４１Ｖであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧（平滑回路６の出力電圧）は１４１Ｖ程度に設定される。あるいはまた、インバータ２の出力電圧を交流２００Ｖとするのであればピーク電圧は２８２Ｖであるから、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧は２８２Ｖ程度に設定される。ただし、上述したＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧は目安であって調整は必要である。
【０００６】
平滑回路６から出力される直流電圧は略一定電圧に保たれ、インバータ２およびフィルタ３を用いることによって正弦波状の交流電圧に変換される。インバータ２はＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様に４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を備えているものとする。つまり、２個ずつ直列接続されたスイッチング素子からなるブリッジ回路の各アームをそれぞれ平滑回路６の出力端間に接続し、ブリッジ回路の各アームを構成する各２個のスイッチング素子の接続点間にフィルタ３を接続してある。
【０００７】
平滑回路６の出力端間に直列に接続された２個ずつのスイッチング素子はそれぞれ同時にオンにならず、対角位置の各組のスイッチング素子はそれぞれ同時にオンになるように制御回路４によって制御される。ただし、ブリッジ回路の各アームを構成する２個のスイッチング素子は交互にオンオフされるのではなく、対角位置の一方の組のスイッチング素子がオンオフされる期間と、対角位置の他方の組のスイッチング素子がオンオフされる期間とが交互に繰り返される。対角位置の各組のスイッチング素子を交互に切り換える周期は、インバータ装置から出力する交流電圧の周期になるから、たとえば５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚに相当する周期に設定される。また、対角位置の各組のスイッチング素子のオンオフの周波数は一般には２０ｋＨｚ以上に設定される。対角位置の各組のスイッチング素子がオンオフされる期間において、矩形波信号のパルス幅は期間の初期と終期がもっとも短く、期間の中央付近でもっとも長くなるように設定される。つまり、制御回路４からは図１９（ｃ）（ｄ）に示すような矩形波信号が出力され、スイッチング素子はＰＷＭ制御される。このような制御を行い制御回路４からの矩形波信号のパルス幅を適宜に設定することによって、フィルタ３の出力電圧波形を図１９（ｅ）のような正弦波状とすることができる。制御回路４は、一般に出力電圧や出力電流を監視し負荷変動に対しても出力電圧波形を正弦波に保つように矩形波信号のパルス幅をフィードバック制御する。
【０００８】
ところで、上述した構成のインバータ装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ部１の平滑回路６に加えて、インバータ２の出力を波形整形するためのフィルタ３が必要であり、部品点数が多くなり占有スペースが大きくなるという問題を有している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１において出力トランスＴ１や平滑回路６を小型化するにはスイッチング素子のオンオフの周波数を高くするのが望ましく、またインバータ２におけるスイッチング素子は出力電圧の周波数よりも十分に高い周波数でオンオフする必要がある。したがって、上述したインバータ装置は、高周波ノイズを発生する主なノイズ源として、ＤＣ−ＤＣコンバータ１とインバータ２との２つのノイズ源を備えており、このこともノイズ対策用の部品点数の増加につながる。
【０００９】
なお、ＤＣ−ＤＣコンバータ１には各種構成があり、入力される直流電圧が出力電圧に近い場合はトランスを用いないチョッパ回路が用いられ、入力される直流電圧が出力電圧に比べて大幅に低い場合はトランスを用いて昇圧する回路が用いられ、入力される直流電圧が出力電圧に比べて大幅に高い場合はトランスを用いて降圧する回路や降圧型のチョッパ回路が用いられる。
【００１０】
上述したように、図１８に示した回路構成では、主として高周波成分の除去やノイズ対策のために部品点数が増加しやすいという問題がある。これに対して、太陽光発電装置などで用いられてきたインバータ装置として、図２０に示すような回路構成が知られている。このインバータ装置は、直流電源Ｅからパルス幅が周期的に変化する矩形波電圧を出力する電力変換回路１１と、電力変換回路１１の出力から高周波成分を除去して滑らかな正弦波の半波波形に近付けるように波形整形することで、インバータ装置の出力電圧波形の全波整流波形に相当する脈流電圧を生成するフィルタ１２と、フィルタ１２で生成された脈流電圧を１周期毎に交互に極性反転させる極性反転回路１３とを備える。ここで、電力変換装置１１にはトランスＴ２が設けられ、直流電源Ｅ側とインバータ装置の出力側とは絶縁されている。また、直流電源Ｅと電力変換回路１１との間、および極性反転回路１３と負荷への出力端との間にはそれぞれノイズフィルタ１６，１７を設けてある。
【００１１】
電力変換回路１１は、平滑回路６を除いて図１８に示したＤＣ−ＤＣコンバータ１と同様の回路構成を有するものとする。つまり、４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の各アームを構成する各２個ずつのスイッチング素子の接続点間にトランスＴ２の１次巻線が接続される。ただし、スイッチング素子をオンオフさせるために制御回路１４から出力される矩形波信号は、図２１（ａ）（ｂ）に示すように、図１８に示したインバータ装置におけるインバータ回路２のスイッチング素子を制御する矩形波信号と同様の波形であって、対角位置の一方の組のスイッチング素子をオンオフさせる期間と他方の組のスイッチング素子をオンオフさせる期間とを、インバータ装置の出力電圧の周期に相当する周期で交互に設けてある。また、矩形波信号は、対角位置の各組のスイッチング素子をオンオフさせる期間内でパルス幅が周期的に変化するように設定される。つまり、電力変換回路１１はＰＷＭ制御される。したがって、トランスＴ２の１次巻線に印加される電圧は、矩形波信号と同様にパルス幅が時間とともに変化し、かつ極性が周期的に変化することになる。
【００１２】
トランスＴ２の２次出力は整流器１５により全波整流されて上述した矩形波信号と同様の波形を有した矩形波電圧になり、整流器１５の出力である矩形波電圧をフィルタ１２に通すことによって矩形波電圧を時間積分し、図２１（ｃ）に示すような正弦波の半波状となる脈流電圧を得ることができる。ここに、直流電源Ｅの電圧とトランスＴ２の巻線の巻比との関係はフィルタ１２の出力電圧のピーク値がインバータ装置の出力電圧のピーク値にほぼ一致するように設定される。フィルタ１２の出力電圧は交流電圧を全波整流した波形に相当するから、極性反転回路１３においてフィルタ１２の出力電圧の極性を１周期毎に反転させることによって、交流電圧を得ることができる。
【００１３】
すなわち、極性反転回路１３は４個のスイッチング素子からなるブリッジ回路であって、ブリッジ回路の各アームを構成する２個ずつのスイッチング素子の各直列回路をフィルタ１２の出力端（コンデンサの両端間）に接続してあるものとする。また、各アームを構成する２個ずつのスイッチング素子の接続点を極性反転回路１３の出力端としてある。制御回路１４は極性反転回路１３におけるスイッチング素子をオンオフさせるために図２１（ｄ）（ｅ）のような矩形波信号を出力しており、極性反転回路１３において対角位置の一方の組のスイッチング素子がオンである期間に他方の組のスイッチング素子をオフにする。また、フィルタ１２の出力電圧の１周期毎にスイッチング素子のオンオフが反転するようにしてある。したがって、極性反転回路１３の出力電圧は図２１（ｆ）のように正弦波状の交流電圧波形になる。
【００１４】
図２０に示した回路構成では、電力変換回路１１においてＤＣ−ＤＣ変換を行うと同時に、時間経過に伴ってパルス幅が周期的に変化する矩形波電圧を得ることができ、図１８に示した回路構成のうちのＤＣ−ＤＣコンバータ１とインバータ２の一部機能とを併せ持つことになるから、平滑回路６が不要になり、図１８に示す回路構成よりも部品点数が少なくなる。また、極性反転回路１３においてスイッチング素子をオンオフさせる周波数は、インバータ装置の出力周波数であって商用電源の電源周波数である５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚであるから、極性反転回路１３は高周波ノイズの発生源にならず、スイッチング素子を高周波でスイッチングすることによって発生する高周波ノイズの発生源が電力変換回路１１だけになり、図１８に示した回路構成に比較すると、ノイズの除去が容易であるとともに平滑回路６を設ける必要がなく、結果的に部品点数を少なくすることができるという利点を有している。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２０に示した回路構成では以下のような問題が生じる。いま、負荷として誘導性負荷を接続するとすれば、誘導性負荷にはリアクトル成分（とくにインダクタンス成分）があるから、図２２に示すように交流電圧（図にａで示す）の極性が反転しても、負荷のリアクトル成分に蓄積されたエネルギがなくなるまでは同じ向きに電流（図にｂで示す）を流そうとする。
【００１６】
すなわち、電流が流れ始めてから電圧が０Ｖになるまでの期間Ｔ２には、図２３に示すように、極性反転回路１３を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちの対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４が導通しているとすると、図２３に矢印で示すように、フィルタ１２−スイッチング素子Ｑ１−負荷Ｚ−スイッチング素子Ｑ４−フィルタ１２の経路で電流が流れる。ここに、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されているものとする。逆並列とはスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対して並列であって、かつスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の導通時とは逆向きに電流を流す極性であることを意味する。つまり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にｎチャネルのＭＯＳＦＥＴを用いているとすれば、ドレイン側をアノードとしてドレイン−ソースに並列に接続することになる。この極性はＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと同じ極性であるから、ダイオードＤ１〜Ｄ４をボディダイオードで兼用することも可能である。
【００１７】
次に、電圧の極性が反転してから電流が同じ向きに流れている期間Ｔ１になると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４はオフになり、対角位置の他方の組のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるから、図２４に矢印で示すように、ダイオードＤ２−負荷Ｚ−ダイオードＤ３を通る経路で電流が流れる。ここで、フィルタ１２はチョークインプット型のローパスフィルタであって、整流器１５の出力端間にインダクタ（リアクトル）Ｌ２とコンデンサＣ２との直列回路を接続し、出力をコンデンサＣ２の両端から取り出すようにしている。この構成では、上述のようにダイオードＤ２，Ｄ３を通して電流が流れようとするときに、フィルタ１２のリアクトルＬ２には電流を流すことができないから、フィルタ１２のコンデンサＣ２に電流が流れ込んでコンデンサＣ２の両端電圧が上昇することになる。このコンデンサＣ２はリアクトルＬ２とともに整流器１５の出力電圧の波形を整形するという機能のためだけに用いられているから容量が比較的小さいものであり、負荷Ｚからの回生電力によってコンデンサＣ２の両端電圧が上昇するのである。つまり、負荷Ｚが誘導性負荷であると、図２５にＰ部として示すように、回生電力が生じる期間に出力電圧に大きな歪みを生じることになる。
【００１８】
図１８に示した回路構成においても説明したが、出力電圧波形は監視されており、電圧波形を正弦波に保つようにフィードバック制御を行うが、このフィードバック制御は電力変換回路１１に対して行われるから（極性反転回路１３ではスイッチング素子のオンオフの周波数が出力電圧の周波数に等しく波形の制御ができない）、波形に対する制御を行ってもフィルタ１２などによる時間遅れがあって出力電圧波形の歪みをフィードバック制御のみで除去するのは難しい。
【００１９】
以上説明したように、図１８に示した回路構成では、インバータ２の入力端（１次側）のコンデンサが平滑回路６のコンデンサであって、このコンデンサは直流電圧を得るために設けられているから容量が大きく回生電力による電圧上昇が小さく、また出力電圧波形を正弦波に保つためのフィードバック制御をインバータ２に対して行うことができて電圧波形をフィードバック制御するのが比較的容易であるが、ノイズ対策が面倒であり部品点数の増加につながるという問題を有している。これに対して、図２０に示した回路構成では、ノイズ対策が比較的容易で部品点数も比較的少ないものの、誘導性負荷を用いたときに生じる回生電力によって出力電圧波形に歪みを生じるという問題を有している。
【００２０】
図２０に示した回路構成において誘導性負荷を用いたときの出力電圧波形の歪みを抑制するには、フィルタ１２に設けたコンデンサＣ２の両端電圧が回生電力によって上昇しないように回生電力を別経路で流すことが考えられる。そこで、もっとも簡単な構成としては、図２６に示すように、コンデンサＣ２に抵抗Ｒ２を並列接続することが考えられる。しかし、このような構成を採用すると、抵抗Ｒ２で電力が常時消費されているから損失が大きくなり全体の効率が低下することになる。
【００２１】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、出力段を極性反転回路としたノイズ源の少ない構成であって、しかも比較的少ない部品点数で電圧波形の歪みを抑制したインバータ装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源をスイッチング素子でスイッチングすることによりパルス幅が所定周期で繰り返し変化する矩形波電圧を発生させる電力変換回路と、電力変換回路の出力端間に接続されるリアクトルとコンデンサとの直列回路からなりコンデンサの両端電圧を出力とすることにより電力変換回路から出力される矩形波電圧を時間積分した波形に整形するフィルタと、フィルタの出力電圧の１周期毎に電圧極性を交互に反転させて負荷に印加する交流電圧を出力する極性反転回路とを備えるインバータ装置であって、前記リアクトルが２次巻線を備えるとともに前記２次巻線がダイオードを介して電力変換回路の入力端に接続され、電力変換回路がフィルタとの間に出力電圧を全波整流する整流器を備え、整流器の出力端間には補助スイッチ素子を含むとともに補助スイッチ素子のオン期間において極性反転回路から整流器に向かう向きでリアクトルに流れる電流を通過させる電流経路が形成され、整流器から極性反転回路に向かう向きの電流がリアクトルの１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れず、前記電流経路に電流が流れる期間においてリアクトルの２次巻線から前記ダイオードを通して電力変換回路の入力側に電力が帰還されるようにリアクトルの１次巻線および２次巻線とダイオードとの極性が設定されており、補助スイッチ素子のオン期間は極性反転回路の出力電圧のピーク値付近に対して０Ｖ付近で長くなるものである。
【００２３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記極性反転回路の出力電圧の０Ｖ付近でのみ前記補助スイッチ素子がオンになるように補助スイッチ素子が制御されることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態の基本的な構成は図２０に示した従来構成と同様であって、図１に示すように、トランスＴ２を備え直流電源（図示せず）から極性が交互に反転する交流電圧を生成した後に全波整流する電力変換回路１１と、電力変換回路１１から正弦波の半波状の脈流電圧を生成するように高周波成分を除去して波形整形するフィルタ１２と、フィルタ１２の出力電圧の極性を１周期毎に反転させる極性反転回路１３とを備える。トランスＴ２は絶縁トランスであって、インバータ装置の直流電源側と交流出力側とを絶縁している。
【００３１】
図１に示すように、電力変換回路１１は４個のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４からなるブリッジ回路を有し、ブリッジ回路の各アームを構成するように直列接続された各２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の接続点間にトランスＴ２の１次巻線が接続される。また、各２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路はそれぞれ直流電源の両端間に接続される。図示例ではスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４としてはＭＯＳＦＥＴを用いている。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は図示しない制御回路からの矩形波信号によってオンオフするように制御される。
【００３２】
図２０に示した従来構成では、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４をオンオフさせる期間とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３をオンオフさせる期間とをインバータ装置の出力電圧の半周期（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに相当する周期の半周期）で交互に反転させる制御としたが、本実施形態では、図２（ａ）（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組とを交互にオンオフさせるとともに、各組のオン期間を時間経過に伴って変化させる制御としている。すなわち、インバータ装置の出力電圧の半周期に相当する期間内で初期と終期とにおけるスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオン期間を短くし、期間の中央付近でもっとも長くなるように制御する。また、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組とスイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組とのオン期間の間にはどちらの組もオフになるデッドオフタイムを設けてあり、デッドオフタイムは期間の中央付近でもっとも短くなる。要するに、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４は一定周期でオンオフし、かつオン期間が時間経過に伴って変化するように制御される。また、デッドオフタイムを設けていることによって、ブリッジ回路の各アームを構成するスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２およびスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４が同時にオンになることが確実に防止され、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２を交互にオンオフさせ、またスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４を交互にオンオフさせながらも、同時にオンになるのを確実に防止することができ、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４に短絡電流が流れるのを防止することができる。
【００３３】
トランスＴ２の２次出力は整流器１５により全波整流されるから、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のオンオフを図２（ａ）（ｂ）に示す形で制御しても、電力変換回路１１の出力電圧としての整流器１５の出力電圧は、図２１（ａ）（ｂ）に示した矩形波信号で制御した場合と同様に、図２（ｃ）の実線のようになる。図２（ｃ）における破線は、図２（ｃ）に実線で示す矩形波信号を時間積分して得られる波形であり、この波形はフィルタ１２の出力電圧に相当する。すなわち、インバータ装置の出力電圧の半周期の波形になる。
【００３４】
ところで、本実施形態では整流器１５の出力端間に、ダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してあり、制御回路（図示せず）によって補助スイッチ素子Ｑｓを図２（ｄ）に示すタイミングでオンオフさせている。補助スイッチ素子ＱｓにはＭＯＳＦＥＴを用いている。また、フィルタ１２は、従来構成と同様に、整流器１５の出力端間に接続したリアクトルＬ２とコンデンサＣ２との直列回路によって構成されているが、リアクトルＬ２には２次巻線を設けてある。リアクトルＬ２の２次巻線はダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の入力端（１次側）に接続したコンデンサＣｆの両端に接続される。
【００３５】
ところで、リアクトルＬ２の１次巻線および２次巻線の極性とダイオードＤｆの極性とは、整流器１５から極性反転回路１３に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れず、極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れる極性に設定してある。したがって、補助スイッチ素子ＱｓがオフのときにはリアクトルＬ２の２次巻線に電流が流れることはなく、補助スイッチ素子Ｑｓがオンである期間に極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流がリアクトルＬ２の１次巻線を通過すると、リアクトルＬ２がトランスとして機能し、２次巻線に電流が流れることになる。
【００３６】
そこで、従来構成として説明した期間Ｔ１（極性反転回路１３から負荷への印加電圧の極性が反転した後に、負荷に流れる電流の向きが反転するまでの期間）に、補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御すれば、リアクトルＬ２はトランスとして機能するからリアクトル成分は非常に小さい値になり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流は、リアクトルＬ２の１次巻線に容易に流れ込むことになる（なお、図１ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆並列に接続したダイオードＤ１〜Ｄ４を示していないが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ボディダイオードがダイオードＤ１〜Ｄ４として機能する）。つまり、負荷への印加電圧の０Ｖ付近で補助スイッチ素子Ｑｓをオンにした場合の理想的な等価回路を示すと図３のようになる。その結果、リアクトルＬ２の１次巻線−ダイオードＤｓ−抵抗Ｒｓ−補助スイッチ素子Ｑｓを通る経路に回生電流が流れ、リアクトルＬ２の２次巻線に誘起された電力がダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に帰還されて、効果的に利用されることになる。また、負荷への印加電圧波形の歪みを引き起こす原因になっている回生電流を電力変換回路１１の１次側へ帰還させているから、電圧波形の歪みが抑制され、正弦波に近い波形の電圧を負荷に印加することができる。
【００３７】
本実施形態では、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフのタイミングを図２（ｄ）のように設定してあり、電力変換回路１１のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がいずれもオフである期間（デッドオフタイム）に補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御回路で制御している。したがって、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間はインバータ装置の出力電圧のピーク付近でもっとも短く、０Ｖ付近でもっとも長くなる。つまり、インバータ装置の出力電圧が大きい期間には、電力変換回路１１から負荷側に供給する電流が大きく回生電流も生じていないから、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間を短くすることで負荷への出力に対する影響を少なくすることができる。一方、出力電圧が０Ｖ付近では電力変換回路１１から負荷側に供給する電流がほとんどなく、負荷から回生される電流が主となるので、補助スイッチ素子Ｑｓをオンにして電力変換回路１１の１次側に回生する効果を大きくするのである。他の構成および動作は図２０に示した従来構成と同様である。
【００３８】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図４に示すように、回路構成は第１の実施の形態と同構成を有している。すなわち、リアクトルＬ２に２次巻線を設け、２次巻線にはダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に設けたコンデンサＣｆを接続してある。また、整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００３９】
本実施形態において第１の実施の形態と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図５（ｄ）に示すように、本実施形態ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００４０】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４１】
（参考例１）
本例は、図６に示すように、図２０に示した従来構成に対して、リアクトルＬ２に２次巻線を設けるとともに、２次巻線の両端間にダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆを接続し、さらに整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとからなる直列回路を接続した構成を有する。他の構成および制御については第１の実施の形態と同様である。
【００４２】
すなわち、本例では図７（ａ）（ｂ）に示すように電力変換回路１１（図１参照）のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンオフさせ、これによって図７（ｃ）に示すような矩形波電圧が整流器１５の出力電圧として得られる。この矩形波電圧はインバータ装置の出力電圧（図７（ｃ）に破線で示す）の半周期でパルス幅を周期的に変化させ、出力電圧のピーク付近でパルス幅をもっとも長くし、０Ｖ付近でもっとも短くする。
【００４３】
一方、補助スイッチ素子Ｑｓは、すべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間にオンになり、この期間においてリアクトルＬ２の１次巻線に極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流を流すことが可能になっている。つまり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流を、リアクトルＬ２の１次巻線に流すことができ、このときリアクトルＬ２はトランスとして機能することで２次巻線の誘起電圧をダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆに印加することになる。すなわち、第１の実施の形態のように回生電流を電力変換回路１１の１次側に帰還させるのではなく、回生電流を抵抗Ｒｆによって消費させる。この構成では、抵抗Ｒｆでの電力消費は常時生じるのではなく、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間であって、リアクトルＬ２の１次巻線に対して極性反転回路１３から整流器１５に向かう向きの電流が流れるときにのみ抵抗Ｒｆでの電力消費が生じる。したがって、抵抗Ｒｆで消費される電力を比較的少なくしながらも、出力電圧の波形歪みを抑制することができる。他の構成および動作は第１の実施の形態と同様である。
【００４４】
（参考例２）
本例は、図８に示すように、回路構成は参考例１と同構成を有している。すなわち、リアクトルＬ２に２次巻線を設け、２次巻線にはダイオードＤｆを介して抵抗Ｒｆを接続してある。また、整流器１５の出力端間にダイオードＤｓと抵抗Ｒｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００４５】
本例において参考例１と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図９（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００４６】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例１と同様である。
【００４７】
（参考例３）
本例の基本的な構成は図２０に示した従来構成と同様であって、図１０に示すように帰還トランスＴ３を設け、フィルタ１２を構成するコンデンサＣ２に、ダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を並列接続した構成を有する。帰還トランスＴ３の２次巻線にはダイオードＤｆを介してコンデンサＣｆを接続してあり、このコンデンサＣｆは電力変換回路１１の１次側に接続してある。すなわち、第１の実施の形態ではリアクトルＬ２に２次巻線を設けたのに対して、本例ではリアクトルＬ２には２次巻線を設けずに帰還トランスＴ３を別途に設けてある。また、帰還トランスＴ３の１次巻線をダイオードＤｓと補助スイッチ素子Ｑｓとの間に挿入することによって抵抗Ｒｓは不要になっている。ここに、帰還トランスＴ３の１次巻線および２次巻線の極性とダイオードＤｆの極性との関係は、補助スイッチ素子Ｑｓがオンであって帰還トランスＴ３の１次巻線に電流が流れるときに、帰還トランスＴ３の２次側においてダイオードＤｆを通して電流が流れる極性としてある。他の構成および制御は第１の実施の形態と同様である。
【００４８】
すなわち、図１１に示すように、電力変換回路１１のすべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間に補助スイッチ素子Ｑｓをオンにするように制御しており、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流は、補助スイッチ素子Ｑｓがオンである期間においてダイオードＤｓ−帰還トランスＴ３の１次巻線−補助スイッチ素子Ｑｓの経路を通して流れることになり、ダイオードＤｆを通して電力変換回路１１の１次側に帰還される。つまり、第１の実施の形態と同様に動作し同様の作用を奏する。ここで、帰還トランスＴ３は回生電流だけを流すものであり、フィルタ１２を構成する要素ではないから、リアクトルＬ２に比較してかなり小型のものを用いることができる。
【００４９】
（参考例４）
本例は、図１２に示すように、回路構成は参考例３と同構成を有している。すなわち、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線にはダイオードＤｆを介して電力変換回路１１の１次側に設けたコンデンサＣｆを接続してある。また、コンデンサＣ２の両端間にダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００５０】
本例において参考例３と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図１３（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００５１】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５２】
（参考例５）
本例は、図１４に示すように、図２０に示した従来構成に対して、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線の両端間に抵抗Ｒｆを接続し、さらにフィルタ１２を構成するコンデンサＣ２に、ダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を並列接続した構成を有する。他の構成および制御については参考例３と同様である。
【００５３】
すなわち、本例では図１５（ａ）（ｂ）に示すように電力変換回路１１（図１２参照）のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４をオンオフさせ、これによって図１５（ｃ）に示すような矩形波電圧が整流器１５の出力電圧として得られる。この矩形波電圧はインバータ装置の出力電圧（図１５（ｃ）に破線で示す）の半周期でパルス幅を周期的に変化させ、出力電圧のピーク付近でパルス幅をもっとも長くし、０Ｖ付近でもっとも短くする。
【００５４】
一方、補助スイッチ素子Ｑｓは、すべてのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がオフである期間にオンになり、この期間において帰還トランスＴ３の１次巻線に極性反転回路１３からの回生電流を流すことが可能になっている。つまり、負荷が誘導性負荷であるときに生じる回生電流を、帰還トランスＴ３の１次巻線に流すことができ、このとき帰還トランスＴ３は２次巻線の誘起電圧を抵抗Ｒｆに印加することになる。すなわち、参考例３のように回生電流を電力変換回路１１の１次側に帰還させるのではなく、回生電流を抵抗Ｒｆによって消費させる。この構成では、抵抗Ｒｆでの電力消費は常時生じるのではなく、補助スイッチ素子Ｑｓのオン期間であって、帰還トランスＴ３の１次巻線に対して極性反転回路１３から回生電流が流れるときにのみ抵抗Ｒｆでの電力消費が生じる。したがって、抵抗Ｒｆで消費される電力を比較的少なくしながらも、出力電圧の波形歪みを抑制することができる。
【００５５】
ところで、本例においては帰還トランスＴ３の２次巻線にダイオードを設けることなく抵抗Ｒｆを接続している。これは、第１の実施形態、第２の実施形態ないし参考例１、参考例２においては、リアクトルＬ２の１次巻線に両方向に電流が流れるから、一方向の電流のみを選択するためにダイオードが必要であり、また参考例３、参考例４では電力変換回路１１の入力端に極性があるからダイオードが必要であるのに対して、本例では帰還トランスＴ３の１次巻線に流れる電流の向きが一方向のみであり、また抵抗Ｒｆには極性がないダイオードが不要になっているのである。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５６】
（参考例６）
本例は、図１６に示すように、回路構成は参考例５と同構成を有している。すなわち、帰還トランスＴ３を設け、帰還トランスＴ３の２次巻線には抵抗Ｒｆを接続してある。また、コンデンサＣ２の両端間にダイオードＤｓと帰還トランスＴ３の１次巻線と補助スイッチ素子Ｑｓとの直列回路を接続してある。
【００５７】
本例において参考例５と相違する点は、補助スイッチ素子Ｑｓをオンオフさせるタイミングである。図１７（ｄ）に示すように、本例ではインバータ装置の出力電圧の０Ｖ付近であって、出力電圧の極性が反転した後にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになる期間を設けてある。要するに、負荷が誘導性負荷であるときに回生電流が流れる期間にのみ補助スイッチ素子Ｑｓがオンになるように制御される。
【００５８】
このような制御によって、補助スイッチ素子Ｑｓは回生電流が流れる期間にのみオンオフされ他の期間にはオフに保たれるから、補助スイッチ素子Ｑｓのオンオフの期間を限定してスイッチングの回数を低減させることでノイズの発生を低減することができる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５９】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、出力電圧が商用電源程度の低周波であれば高周波を発生する回路部分は電力変換回路のみであるから、高周波ノイズの発生源が１回路であってノイズ対策が比較的容易であるとともに部品点数が少なくなる。しかも、補助スイッチ素子のオン期間においては負荷として誘導性負荷を用いたときに生じる回生電力をリアクトルの２次巻線を通して電力変換回路の入力側に帰還することができるから、回生電力による出力電圧波形の歪みを抑制しながらも電力を有効利用することができ、高効率で出力電圧の波形歪みが少ないインバータ装置を提供することができる。
【００６０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記極性反転回路の出力電圧の０Ｖ付近でのみ前記補助スイッチ素子がオンになるように補助スイッチ素子が制御されるものであり、補助スイッチ素子のオン期間を回生電力が生じる期間付近のみに設定することで補助スイッチ素子のオンオフの回数を少なくすることが可能であり、結果的に補助スイッチ素子のオンオフによるノイズの発生を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施の形態を示す要部回路図である。
【図２】 同上の動作説明図である。
【図３】 同上の要部の等価回路図である。
【図４】 本発明の第２の実施の形態を示す要部回路図である。
【図５】 同上の動作説明図である。
【図６】 参考例１を示す要部回路図である。
【図７】 同上の動作説明図である。
【図８】 参考例２を示す要部回路図である。
【図９】 同上の動作説明図である。
【図１０】 参考例３を示す要部回路図である。
【図１１】 同上の動作説明図である。
【図１２】 参考例４を示す要部回路図である。
【図１３】 同上の動作説明図である。
【図１４】 参考例５を示す要部回路図である。
【図１５】 同上の動作説明図である。
【図１６】 参考例６を示す要部回路図である。
【図１７】 同上の動作説明図である。
【図１８】 従来例を示す概略回路図である。
【図１９】 同上の動作説明図である。
【図２０】 他の従来例を示す概略回路図である。
【図２１】 同上の動作説明図である。
【図２２】 同上の動作説明図である。
【図２３】 同上の動作説明図である。
【図２４】 同上の動作説明図である。
【図２５】 同上の動作説明図である。
【図２６】 さらに他の従来例を示す要部回路図である。
【符号の説明】
１１ 電力変換回路
１２ フィルタ
１３ 極性反転回路
１５ 整流器
Ｃ２ コンデンサ
Ｄｆ ダイオード
Ｅ 直流電源
Ｌ２ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子
Ｑ１１〜Ｑ１４ スイッチング素子
Ｑｓ 補助スイッチ素子
Ｒｆ 抵抗
Ｔ３ 帰還トランス
Claims (2)
- 直流電源をスイッチング素子でスイッチングすることによりパルス幅が所定周期で繰り返し変化する矩形波電圧を発生させる電力変換回路と、電力変換回路の出力端間に接続されるリアクトルとコンデンサとの直列回路からなりコンデンサの両端電圧を出力とすることにより電力変換回路から出力される矩形波電圧を時間積分した波形に整形するフィルタと、フィルタの出力電圧の１周期毎に電圧極性を交互に反転させて負荷に印加する交流電圧を出力する極性反転回路とを備えるインバータ装置であって、前記リアクトルが２次巻線を備えるとともに前記２次巻線がダイオードを介して電力変換回路の入力端に接続され、電力変換回路がフィルタとの間に出力電圧を全波整流する整流器を備え、整流器の出力端間には補助スイッチ素子を含むとともに補助スイッチ素子のオン期間において極性反転回路から整流器に向かう向きでリアクトルに流れる電流を通過させる電流経路が形成され、整流器から極性反転回路に向かう向きの電流がリアクトルの１次巻線を通過するときには２次巻線に電流が流れず、前記電流経路に電流が流れる期間においてリアクトルの２次巻線から前記ダイオードを通して電力変換回路の入力側に電力が帰還されるようにリアクトルの１次巻線および２次巻線とダイオードとの極性が設定されており、補助スイッチ素子のオン期間は極性反転回路の出力電圧のピーク値付近に対して０Ｖ付近で長くなることを特徴とするインバータ装置。
- 前記極性反転回路の出力電圧の０Ｖ付近でのみ前記補助スイッチ素子がオンになるように補助スイッチ素子が制御されることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
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