JP3744920B2

JP3744920B2 - Optical phase detection device and optical phase control device

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Publication number: JP3744920B2
Application number: JP2003169351A
Authority: JP
Inventors: 昌俊賀川
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2003-06-13
Filing date: 2003-06-13
Publication date: 2006-02-15
Anticipated expiration: 2023-06-13
Also published as: JP2005006176A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光位相検知装置及び光位相制御装置に関し、例えば、光時分割多重（ＯｐｔｉｃａｌＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ；ＯＴＤＭ）伝送方式を採用した光伝送システムに適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
例えば４０Ｇｂｉｔ／ｓ以上の高速光伝送システムにおいて、より長距離伝送を拡大するためには、信号光の入力強度をより大きくして伝送する必要があるが、信号光の入力強度を大きくするためには、光ファイバ中の非線形効果による波形劣化が生じることとなり伝送品質を劣化させることとなる。
【０００３】
このような波形劣化を防止する技術として、下記の非特許文献１に示すような、光ファイバ中の非線形性効果を抑圧する、分散耐力を向上し得る等の利点を有する搬送波抑圧ＲＺ（ＣａｒｒｉｅｒＳｕｐｐｒｅｓｓｅｄＲｅｔｕｒｎｔｏＺｅｒｏ；ＣＳ−ＲＺ）変調方式が利用されている。
【０００４】
しかし、ＯＴＤＭ伝送方式を採用した光伝送システムにおいて、ＣＳ−ＲＺ変調方式を利用して光伝送を行なう場合、伝送環境などの影響により搬送波の位相が不安定になりビット間の搬送波に位相のずれが生じてしまう場合がある。
【０００５】
このようなビット間の搬送波の位相のずれを検出及び制御する技術として、変調信号光（ＣＳ−ＲＺ変調信号）の一部を取り出し、遅延装置を用いて、２分波したそれぞれの変調信号光間で各搬送波に１ビット遅延量に相当する位相差を与え、更に合波することにより、隣り合うビット同士の搬送波の干渉を受けた光をモニタし、この光パワーの時間的平均値を電気的信号（モニタ電圧）に変換した値に基づいて搬送波位相差を検出及び制御するものがある。
【０００６】
つまり、ＣＳ−ＲＺ変調方式ではビット間の搬送波位相差がπの状態（すなわち搬送波の位相が反転した状態）とした場合に実現することができ、１ビット遅延を与えることにより、各変調信号光の搬送波の位相にずれがない場合は互いに搬送波は反転しているビットは、光の干渉が生じて、互いに打ち消し合い消光することとなる。また逆に、１ビット遅延を与えて、各変調信号光の搬送波の位相がπだけずれている場合には、互いの搬送波は同じであるので、光の干渉により互いに強め合うこととなる。
【０００７】
この場合、１ビット遅延した干渉光のビット間の搬送波位相差がπである場合干渉光の光パワーに基づくモニタ電圧は極小値となり、０である場合モニタ電圧は極大値となる。
【０００８】
よって、変調信号光のビット間の搬送波位相差がπからずれた場合には、合波出力光（干渉光）のモニタ電圧は大きくなり、ビット間の搬送波位相差が０となった場合に合波出力光（干渉光）は最も強めあいモニタ電圧は極大値となる。
【０００９】
このことより、ビット間の搬送波位相差がπから０と変化すると、合波出力光の時間平均値は極小値から極大値へと変化する。この時間平均値をモニタし、光路差ヘフィードバックをかけることで、ビット間の搬送波位相差の制御が可能となる。
【００１０】
【非特許文献１】
Ｙ．Ｍｉｙａｍｏｔｏｅｔ．ａｌ．，ＯＡＡ’９９，ＰＤＡ４，１９９９．
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＯＴＤＭ伝送方式を採用した光伝送システムでは、少なくとも４チャネル以上の信号を光時分割多重するポテンシャルを有しており、多数の信号を多重化する場合に有効となる。
【００１２】
しかしながら、上述したビット間の搬送波の位相を制御する方法は、２チャネルの信号を光時分割多重する場合にのみ適用が可能であり、４チャネル以上の信号を光時分割多重して伝送することが望まれている。
【００１３】
そのため、４チャネル以上の変調信号光を光時分割多重化した光伝送システムにおいて、これら変調信号光のビット間の搬送波位相差を検知する光位相検知装置、この光位相検知装置からの位相差検知情報に基づいて光位相差を制御する光位相制御装置が求められている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するために、第１の本発明の光位相検知装置は、少なくとも２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個以上のチャネルの変調信号光の搬送波の位相を、光時分割多重信号の隣接ビット間で反転させて光時分割多重した光時分割多重信号について、各変調信号光の搬送波の位相を検知する光位相検知装置であって、（１）光時分割多重信号の一部を取り込み２分岐し、一分岐信号と他の一分岐信号との間に、光時分割多重信号の１ビットに相当する位相差を与えた後に合波する第１の位相差付与手段と、（２）光時分割多重信号の一部を取り込み２分岐し、一分岐信号と他の一分岐信号との間に、光時分割多重信号のＭ（Ｍは２〜Ｎ−１）ビットに相当する位相差を与えた後に合波する第Ｍの位相差付与手段と、（３）光時分割多重信号の一部を取り込み２分岐し、一分岐信号と他の一分岐信号との間に、光時分割多重信号のＮビットに相当する位相差を与えた後に合波する第Ｎの位相差付与手段と、（４）第１の位相差付与手段からの合波出力光の光強度に基づいて、光時分割多重信号の隣接するビット間の搬送波位相差を検知する第１の位相差検知手段と、（５）第Ｍの位相差付与手段からの合波出力光の光強度に基づいて、光時分割多重信号のＭビットずつ間隔をおいたビット間の搬送波位相差を検知する第Ｍの位相差検知手段と、（６）第Ｎの位相差付与手段からの合波出力光の光強度に基づいて、光時分割多重信号のＮビットずつ間隔をおいたビット間の搬送波位相差を検知する第Ｎの位相差検知手段とを備えることを特徴とする。
【００１５】
また、第２の本発明の光位相制御装置は、強度変調手段により強度変調された、少なくとも２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個以上の変調信号光の搬送波の位相を、光時分割信号の隣接ビット間で反転させるようにして光時分割多重した２Ｎ個以上のチャネルの光時分割多重信号について、変調信号光の搬送波の位相を制御する光位相制御装置であって、（１）第１の本発明の光位相検知装置と、（２）光位相検知装置の第１〜第Ｎの位相差検知手段からの位相差検知情報に基づいて、強度変調手段をフィードバック制御し、各変調信号光の搬送波の位相を調整する位相調整手段と、（３）位相調整手段により調整された各変調信号光を強度変調手段から受け取り合波する合波手段とを備えることを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（Ａ）実施形態
以下、本発明の光位相検知装置及び光位相制御装置の実施形態について図面を参照して説明する。
【００１８】
本実施形態は、ＣＳ−ＲＺ変調方式により変調した４つの変調信号光を、光時分割多重するＯＴＤＭ伝送方式を採用した、伝送速度が１６０Ｇｂｉｔ／ｓの光伝送を実現する光伝送システムに適用した場合を説明する。
【００１９】
（Ａ−１）実施形態の構成
図１は、本実施形態の光送信装置の全体構成図である。図１では、４系統（チャネル）の電気信号（データ１〜データ４）を入力し、これらを光時分割多重して、１系統の光信号として出力する場合を示す。
【００２０】
図１に示す光送信装置は、光回路系と電気回路系とに大別して構成される。以下では、本実施形態の光送信装置の構成について、光回路系及び電気回路系とに分けて説明する。
【００２１】
まず、光回路系について説明する。光回路系は、光短パルス源１０１と、ＯＴＤＭモジュール１０２と、光スプリッタ１０３と、光スプリッタ１０４と、２つの干渉計１０５及び１０７と、２つのディテクタ１０６及び１０８とを有して構成される。
【００２２】
光短パルス源１０１は、所定の繰り返し周波数の光短パルス列を生成して出力するものである。
【００２３】
ＯＴＤＭモジュール１０２は、光短パルス源１０１から取り込んだ光短パルス列を４分岐し、４分岐した光短パルス列をそれぞれ、外部から入力した４系統の電気信号に基づいて変調を行ない、この変調により得た各変調信号光間に１／４ビットずつの遅延を与えて光時分割多重をするものであり、光時分割多重信号の隣接ビット間で、変調信号光の搬送波の位相を反転させるようにして光時分割多重を行なうものである。すなわち、４チャネルの光時分割多重信号では、第１の変調信号光の搬送波と第２の変調信号光の搬送波との位相差はπであり、また第１の変調信号光の搬送波と第２の変調信号光の搬送波との位相差は０である。
【００２４】
このＯＴＤＭモジュール１０２の内部構成の詳細は、図１に示すように、３つのスプリッタ１０２０５〜１０２０７と、４つのＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４と、３つのカプラ１０２０８〜１０２１０を有する。以下では、このＯＴＤＭモジュール１０２の内部構成について説明する。
【００２５】
スプリッタ１０２０５は、光短パルス源１０１から光短パルス列を取込み、２分岐するものである。
【００２６】
スプリッタ１０２０６は、スプリッタ１０２０５が２分岐した一方の光短パルス列を取込み、更に２分岐して、そのうちの一方をＥＡ変調器１０２０１に与え、他方をＥＡ変調器１０２０３に与えるものである。
【００２７】
スプリッタ１０２０７は、スプリッタ１０２０５が２分岐した他方の光短パルス列を取込み、更に２分岐して、そのうちの一方をＥＡ変調器１０２０２に与え、他方をＥＡ変調器１０２０４に与えるものである。
【００２８】
スプリッタ１０２０５からスプリッタ１０２０６を通過してＥＡ変調器１０２０１及び１０２０３までの光路と、スプリッタ１０２０５からスプリッタ１０２０７を通過してＥＡ変調器１０２０２及び１０２０４までの光路との間には、光短パルス列の位相がπだけずれるように光路差が設けてある。
【００２９】
ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４は、それぞれ対応するスプリッタ１０２０６及び１０２０７から光短パルス列を取り込みと共に、それぞれ対応するバイアス印加回路１１８〜１２１からＮＲＺ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ）信号であるデータ信号（電気信号）を取込み、各データ信号に基づいて入力した光短パルス列をコーディングして、それぞれ変調信号光として出力するものである。
【００３０】
カプラ１０２０８は、ＥＡ変調器１０２０１及び１０２０３から出力された変調信号光を受け取り、これら変調信号光を結合して出力するものである。本実施形態では、ＥＡ変調器１０２０１及び１０２０３からカプラ１０２０８までの間に光路差が設けてあり、ＥＡ変調器１０２０１の変調信号光とＥＡ変調器１０２０３の変調信号光とは遅延を与えられた状態で結合される。
【００３１】
カプラ１０２０９は、ＥＡ変調器１０２０２及び１０２０４から出力された変調信号光を受け取り、これら変調信号光を結合して出力するものである。本実施形態では、ＥＡ変調器１０２０２及び１０２０４からカプラ１０２０９までの間に光路差が設けてあり、ＥＡ変調器１０２０２の変調信号光とＥＡ変調器１０２０４の変調信号光とは遅延を与えられた状態で結合される。
【００３２】
また、カプラ１０２１０は、カプラ１０２０８及び１０２０９からの各出力光を受け取り、これら出力光を結合して送信信号（光時分割多重信号）として出力端子（ＯＵＴ）１２２」を介して伝送路に出力するものである。カプラ１０２０８及び１０２０９からカプラ１０２１０までの間に光路差が設けてあり、カプラ１０２０８の出力光とカプラ１０２０９の出力光とは遅延を与えられた状態で結合される。
【００３３】
上述したように各ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４からカプラ１０２１０までに、光路差が設けられており、ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４からの各変調信号光は１／４ビットずつの遅延が与えられる。
【００３４】
例えば、本実施形態では、光短パルス列の周波数を４０ＧＨｚとし、ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４から４０Ｇｂｉｔ／ｓ各変調信号光が出力される。この場合、ＥＡ変調器１０２０１を通過する光路長を基準にすると、ＥＡ変調器１０２０２を通過する光路は６．２５ｐｓ、ＥＡ変調器１０２０３を通過する光路は１２．５ｐｓ、ＥＡ変調器１０２０４を通過する光路は、１８．７５ｐｓの時間遅延を持ち、カプラ１０２０８、カプラ１０２０９、カプラ１０２１０で結合されて光時分割多重信号として１６０Ｇｂｉｔ／ｓの出力光（ＲＺ信号列）が出力される。
【００３５】
光スプリッタ１０３は、カプラ１０２１０から出力される出力光の一部を分岐し、干渉計１０５に与えるものである。
【００３６】
また、光スプリッタ１０４は、光スプリッタ１０３が分岐したカプラ１０２１０からの出力光（送信信号）の一部を更に分岐し干渉計１０７に与えるものである。ここで、光スプリッタ１０３及び１０４は、出力光の一部を干渉計１０５及び１０７に与えることができればよく、この構成に限られることはない。
【００３７】
干渉計１０５は、光スプリッタ１０３が分岐した出力光を取込み、この出力光を２分岐して、これら２分岐した出力光間に、光時分割多重信号の１ビット期間に相当する位相差を与えた２つの光を更に結合し、この結合により得た干渉光をディテクタ１０６に与えるものである。
【００３８】
図２は、干渉計１０５の構成例を示した図である。干渉計１０５は、入力回路１０５０１と、出力回路１０５０２と、分岐部１０５０３と、２つのアーム回路１０５０５及び１０５０６と、合波部１０５０４とを有する。アーム回路１０５０５及び１０５０６は、アーム回路１０５０５及び１０５０６の光路に１ビット期間に相当する光路差が設けられている。
【００３９】
勿論、干渉計１０５の構成はこれに限られることはなく、出力光（光時分割多重信号）と１ビット期間に相当する位相差を与えた遅延信号との干渉光を生成することができるものであれば広く適用できる。例えば、１個の入出力部と、１個の分合波器と、その分合器により分波された光を導波する２個のアーム導波路と、それらアーム導波路の端部にそれぞれ反射面を備え、分合波器から各アーム導波路を導波し反射されて更に分合波器に戻ってくるまでの間に１ビット遅延に相当する導波路長差が設けてあるものを適用してもよい。この場合、この干渉計に入力する入力光と、この干渉計からの出力光との経路を決定するサーキュレータを干渉計の直前に設置することが望ましい。
【００４０】
干渉計１０７は、光スプリッタ１０４が分岐した出力光を取込み、この出力光を２分岐して、これら２分岐した各出力光間に、光時分割多重信号の２ビット期間に相当する位相差を与えた２つの光を更に結合し、この結合により得た干渉光をディテクタ１０８に与えるものである。なお、干渉計１０７は、干渉計１０５の内部構成と対応する構成を適用することができ、光が通過する光路に２ビット期間に相当する光路差がある。
【００４１】
ここで、図３を参照して干渉計１０５及び１０７から出力される干渉光の光パワーについて説明する。
【００４２】
図３は、干渉計１０５及び１０７により生成される干渉光の光パワーを示す。
なお、図３において、（１）と（４）とは干渉計１０５又は１０７が２分岐したうちの一方の信号（基準信号）の光パワーを示し、（２）と（５）とは干渉計１０５又は１０７による遅延した遅延信号の光パワーを示し、（３）と（６）とは各干渉光の光パワーを示す。また、図２の縦の点線は光時分割多重信号の１ビット期間を示し、（１）〜（６）の光パワーの上部に示す数字は各ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４で変調された変調信号光の番号を示す。
【００４３】
図３（Ａ）に示すように、干渉計１０５により２分岐した光のうち一方を基準信号とし、その基準信号と、光時分割多重信号の１ビット期間の位相差を与えられた１ビット遅延信号とが合波されると、この合波により得た干渉光は互いに搬送波の位相が反転しているビットで消光したものとなる。
【００４４】
また、干渉計１０７では、図３（Ｂ）に示すように、２分岐された光のうち一方を基準信号とし、その基準信号と、光時分割多重信号の２ビット期間の位相差を与えられた２ビット遅延信号とが合波されると、この合波による干渉光は搬送波の位相が互いに同じであるビットで光パワーを強め合うものとなる。
【００４５】
ここで、図３（Ｂ）に示すように、干渉計１０７の干渉光は、変調信号光１の光強度と変調信号光３の光強度との間（以下、１−３間と示す）で干渉関係を有し、又、変調信号光２の光強度と変調信号光４の光強度との間（以下、２−４間と示す）で干渉関係を有する。
【００４６】
ディテクタ１０６は、干渉計１０５から、２分岐した出力光間で１ビット期間の位相差遅延を与えて得た干渉光を取込み、この干渉光の光パワーの時間的平均値（平均光パワー）を電気信号に変換し、この電気信号を隣接ビット同士での搬送波の位相差検知信号として位相制御部１０９に与えるものである。
【００４７】
ディテクタ１０８は、干渉計１０７から、２分岐した出力光間で２ビット期間の位相差遅延を与えて得た干渉光を取込み、この干渉光の平均光パワーを電気信号に変換し、この電気信号を１ビット期間ずつ間隔おいた（２ビット期間間隔をおきの）ビット同士の搬送波の位相差検知信号として位相制御部１０９に与えるものである。
【００４８】
次に、電気回路系について説明する。図１に示すように、電気回路系は、位相制御部１０９と、外部から４個のＮＲＺ信号のデータを入力する入力端子１１０〜１１３と、各データを増幅する４個の変調器ドライバ１１４〜１１７と、各変調器ドライバ１１４〜１１７からの出力信号にバイアス成分を重畳したデータ信号をそれぞれ対応するＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４に与える４個のバイアス印加回路１１８〜１２１とを有する。
【００４９】
位相制御部１０９は、ディテクタ１０６からの電気信号及びディテクタ１０８からの電気信号を受け取り、これら電気信号に応じて各変調信号光の搬送波の位相を制御するものである。
【００５０】
例えば、位相制御部１０９は、各ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４の駆動温度を制御する温度制御コントローラを適用するようにしてもよく、この場合、温度制御コントローラが、ディテクタ１０８からの電気信号（モニタ強度）を監視し、このモニタ強度が極大値となるようにＥＡ変調器の駆動温度をフィードバック制御し、各変調信号光の光路長を調整することで、２ビット期間おきの搬送波の位相を制御する。また、温度コントローラは、ディテクタ１０６からの電気信号（モニタ強度）を監視し、このモニタ強度が極小値となるように各ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４の駆動温度をフィードバック制御することで、隣接ビットの搬送波の位相を制御する。勿論、位相制御部１０９は、各変調信号光の搬送波の位相を制御できるものであれば広く適用できる。
【００５１】
位相制御部１０９は、ディテクタ１０８の電気信号のモニタ期間を１ビット期間のタイムスロット間隔に分割し、その監視期間でモニタ強度が極大値となるように、そのビット期間に属する変調信号光の搬送波の位相を制御する。これは、干渉計１０７が出力する干渉光が１−３間及び２−４間での干渉関係を有すると共に、２−４間の搬送波の位相差とモニタ強度との関係が、１−３間の搬送波の位相差の値がどのような値であっても、搬送波の位相差が０であるときにモニタ強度が極大値となり、また２−４間の搬送波の位相差とモニタ強度との関係も、１−３間の搬送波の位相差の値がどのような値であっても、搬送波の位相差が０であるときにモニタ強度が極大値となる関係があるためである。
【００５２】
以下では、この関係について、干渉計１０７から出力される出力光の光パワー特性をふまえ図４を参照して説明する。
【００５３】
図４は、１−３間のビット間搬送波位相差が変動した場合、干渉計１０７から出力される干渉光の１−３間の光パワーと２−４間の光パワーとを示すものである。
【００５４】
図４において、（Ａ）は、１−３間の搬送波位相差と１−３間の光パワー特性の関係を示すものである。この場合、１−３間の搬送波位相差が０（点Ａ）であるとき、極大値を取る。しかし、１−３間で搬送波の位相が変動し、位相差が生じたものとする（点Ｂ）。このときでも、（Ｂ）に示すように、２−４間の搬送波位相差と２−４間の光パワー特性との関係は、１−３間のビット間搬送波位相差が変動したとしても、２−４間の搬送波位相差が０のとき極大値となるため、２−４間のビット間搬送波位相差は１−３間のビット間搬送波位相差と独立して検出することができる。また、１−３間の搬送波位相差が変動し、位相差が生じた場合（点Ｃ）であっても、（Ｂ）に示す場合と同様である。
【００５５】
（Ａ−２）実施形態の動作
次に、本実施形態の光送信装置の動作について説明する。
【００５６】
光短パルス源１０１により発振された４０ＧＨｚの繰り返し周波数の光短パルス列は、ＯＴＤＭモジュール１０２に入力する。なお、この光短パルス列は、３ｐｓの半値全幅をもつものとする。
【００５７】
ＯＴＤＭモジュール１０２に入力した光短パルス列は、スプリッタ１０２０５により２分岐され、一方はスプリッタ１０２０６に与えられ、他方はスプリッタ１０２０７に与えられる。
【００５８】
また、スプリッタ１０２０６及び１０２０７に与えられた光短パルス列のそれぞれは、スプリッタ１０２０６及び１０２０７により更に２分岐されることで、４分岐された光短パルス列を作り出すことができ、これら4つの光短パルス列はそれぞれ対応するＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４に入力する。
【００５９】
外部からのＮＲＺ信号の電気信号（データ１〜４）は、それぞれ入力端子１１０〜１１３に入力し、それぞれ対応する変調器ドライバ１１４〜１１７に与えられる。
【００６０】
変調器ドライバ１１４〜１１７に入力した電気信号は、変調器ドライバ１１４〜１１７により増幅され、バイアス印加回路１１８〜１２１に与えられる。バイアス印加回路１１８〜１２１では、入力した電気信号はバイアス成分を畳重され、それぞれ対応するＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４に与えられる。
【００６１】
ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４において、入力した各光短パルス列は、バイアス印加回路１１８〜１２１出力信号によりコーディングを受け、４０Ｇｂｉｔ／ｓ変調信号光が出力される。
【００６２】
ＥＡ変調器１０２０１及び１０２０３から出力した各変調信号光は、カプラ１０２０８で結合され、ＥＡ変調器１０２０２及び１０２０４から出力した各変調信号光は、カプラ１０２０９で結合され、各カプラ１０２０８及び１０２０９で結合された各出力光は、カプラ１０２１０で結合される。
【００６３】
このとき、ＥＡ変調器１０２０１を通過する光路を基準にすると、ＥＡ変調器１０２０２を通過する光路で６．２５ｐｓ、ＥＡ変調器１０２０３を通過する光路で１２．５ｐｓ、ＥＡ変調器１０２０４を通過する光路で、１８．７５ｐｓの時間遅延を持ち、カプラ１０２１０から出力される出力光は、隣接するチャネルの搬送波が反転した１６０Ｇｂｉｔ／ｓの光時分割多重信号（光ＲＺ信号列）が出力される。
【００６４】
このようにして光時分割多重信号として出力光は、ＯＴＤＭモジュール１０２から出力し、送信信号として出力端子１２２より伝送路へ入力する。
【００６５】
ＯＴＤＭモジュール１０２から出力される出力光は、光スプリッタ１０３により分岐され、その分岐された出力光の一部が干渉計１０５に入力する。また、光スプリッタ１０３により分岐された出力光は、更に光スプリッタ１０４により分岐され、光スプリッタ１０４により分岐された出力光が、干渉計１０７に入力する。
【００６６】
干渉計１０５に入力した出力光は、２分岐され、そのうちの一方の光路を進行する出力光は、他方の光路を進行する出力光（これを基準信号とする）に対して出力光（光時分割多重信号）の１ビット期間に相当する位相差が与えられる。この基準信号と１ビット遅延信号とは結合され、これにより得た干渉光は、入力した出力光の搬送波の隣接チャネル同士で位相が反転しているため、搬送波の位相が互いに反転しているビットで消光するものとなる。
【００６７】
干渉計１０５により基準信号と１ビット遅延信号との合波により干渉を受けた干渉光は、ディテクタ１０６に与えられる。
【００６８】
干渉計１０５からの干渉光は、ディテクタ１０６により、干渉光の光パワーの時間平均値（平均光パワー）を電気信号に変換される。このディテクタ１０６により検出された電気信号は、隣接するチャネル同士での搬送波の位相差を示すものである。
【００６９】
ディテクタ１０６により変換された電気信号は、搬送波の位相差検知信号として位相制御部１０９に与えられる。
【００７０】
図５は、隣接するチャネルの搬送波の位相差がπから変動した場合に、その位相差に応じたモニタ強度を示す。図５に示すように、隣接するチャネルの搬送波の位相差がπから変動した場合、位相差がπであるときにモニタ強度が最小値となる関係にある。
【００７１】
従って、位相制御部１０９は、モニタ強度が最小値となるように各変調信号光の搬送波の位相を制御することで、隣接チャネル間のビット間の搬送波位相差を制御する。
【００７２】
一方、干渉計１０７に入力した光出力は、２分岐され、そのうちの一方の光路を進行する光出力は、他方の光路を進行する光出力（基準信号）に対して、出力光（光時分割多重信号）の２ビット期間に相当する位相差が与えられる。この基準信号と、２ビット遅延信号とは結合され、これにより得た干渉光は、入力した光出力の搬送波の隣接チャネル同士で位相が同じであるため、搬送波の位相が互いに同じであるビットで光強度を強め合うものとなる。
【００７３】
干渉計１０７により基準信号と２ビット遅延信号との合波により干渉を受けた干渉光は、ディテクタ１０８に与えられる。
【００７４】
干渉計１０７からの干渉光は、ディテクタ１０８により、干渉光の光パワーの時間平均値（平均光パワー）を電気信号に変換され、その変換した電気信号は、搬送波の位相差検知信号として位相制御部１０９に与えられる。
【００７５】
図６は、搬送波の位相が変動した場合に、２−４間の搬送波の位相差に応じたモニタ強度を示す。図６では、１−３間の搬送波の位相の変動が０、０．０５π、０．１０π、０．１５πである場合での、２−４間の搬送波の位相差に応じたモニタ強度を示す。
【００７６】
図６に示すように、２−４間の搬送波の位相差が０から変動した場合、１−３間の搬送波の位相差の変動に拘わらず、その位相差が０であるときにモニタ強度が極大値となる関係にある。この関係は、１−３間の搬送波の位相差に応じたモニタ強度の場合でも同様であり、位相制御部１０９は、１−３間及び２−４間の搬送波の位相差をそれぞれ独立して検出することができる。よって、図６に示すように、１−３間のビット間の搬送波位相差を摂動させず、２−４間のビット間の搬送波位相差を摂動させることで、２−４間の搬送波位相差が０である状態を検出できるようになる。
【００７７】
従って、位相制御部１０９は、モニタ期間を任意のタイムスロット期間として分割して、そのモニタ期間で監視した１−３間及び２−４間の搬送波の位相差モニタ強度がそれぞれ極大値となるように各変調信号光の搬送波の位相を制御することで、１ビット期間ずつ間隔をおいたビット間（２ビットおきのビット間）での搬送波の位相差を制御できる。
【００７８】
（Ａ−３）実施形態の効果
以上、本実施形態によれば、位相制御部１０９は、ディテクタ１０８からの出力を所定の監視期間でモニタすることにより、１−３間及び２−４間の搬送波の位相差を検出することができ、ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４の駆動温度にフィードバックをかけることで、１ビット期間ずつ間隔をおいたビット間の搬送波位相差を制御することができる。
【００７９】
また、位相制御部１０９は、ディテクタ１０６からの出力に基づき隣接チャネルのビット間の搬送波位相差を検出することができ、ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４の駆動温度にフィードバックをかけることで、隣接ビット間の搬送波位相差を制御がすることができる。
【００８０】
また、１６０Ｇｂｉｔ／ｓの光時分割多重信号では、環境温度の変化等の光路差の摂動成分の影響が緩やかになるため、タイムスロットをそれぞれ１秒程度に設定すれば、３１段程度の長い疑似ランダム信号にも対応し、もう一組のビット間搬送波位相差によって生じる変動の影響も受けにくくなる。
【００８１】
（Ｂ）他の実施形態
（Ｂ−１）上述した実施形態において、ＯＴＤＭモジュール１０２でＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４を用いることとして説明したが、光変調器はこれに限られるものではなく、外部変調入力により屈折率変化を利用して変調を行なう変調器、例えばＬｉＮｂＯ３変調器等を広く適用できる。
【００８２】
（Ｂ−２）上述した実施形態では、位相制御部１０９が、変調信号光の搬送波の位相差検知信号に基づいて各ＥＡ変調器１０２０１〜１０２０４の駆動温度をフィードバック制御することとして説明したが、各変調信号光の搬送波の位相を制御できればよく、例えば、ＯＴＤＭモジュール１０２がガラスブロック回路（例えばプリズム等）を有し光路差を変更できるようにしてもよい。
【００８３】
（Ｂ−３）上述した実施形態では、干渉計１０５及び１０７が平面導波路（ＰＬＣ：ＰｌａｎａｒＬｉｇｈｔｗａｖｅＣｉｒｃｕｉｔ）であり、それぞれ別の構成であることとして説明したが、干渉計として、干渉計１０５及び１０７と同様の効果を奏する２系統の干渉計を有する１個のＰＬＣを適用してもよい。これにより、回路の規模を小さくできる。
【００８４】
（Ｂ−３）上述した実施形態では４チャネルの光時分割多重信号について説明したが、それぞれの変調信号光の搬送波のビット間位相差を制御することができれば、４チャネル以上の変調信号光を光時分割多重する場合にも適用できる。
【００８５】
【発明の効果】
以上、本発明の光位相検知装置によれば、少なくとも２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個以上のチャネルの変調信号光を光時分割多重化した光時分割多重信号のビット間位相差を検知することができる。
【００８６】
また、本発明の光位相制御装置によれば、光位相検知装置からの位相差検知情報に基づいて、少なくとも２Ｎ（Ｎは２以上の整数）個以上のチャネルの変調信号光の搬送波の位相を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態の光送信装置の全体構成図である。
【図２】本実施形態に係る干渉計の構成を示す図である。
【図３】本実施形態の各干渉計から出力される干渉光の光強度を示す図である。
【図４】本実施形態において、１−３間での搬送波位相差と光出力強度との関係と、２−４間での搬送波位相差と光出力強度との関係とを説明する図である。
【図５】ディテクタ１０６からのモニタ強度と隣接するビット間の搬送波位相差との関係を示す図である。
【図６】ディテクタ１０８からのモニタ強度と２ビットおきのビット間の搬送波位相差との関係を示す図である。
【符号の説明】
１０１…光短パルス源、１０２…ＯＴＤＭモジュール、
１０２０１〜１０２０４…ＥＡ変調器、１０２０５〜１０２０７…スプリッタ、
１０２０８〜１０２１０…カプラ、１０３、１０４…光スプリッタ、
１０５、１０７…干渉計、１０６、１０８…ディテクタ、
１０９…位相制御装置。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical phase detector. as well as Optical phase controller In place For example, the present invention can be applied to an optical transmission system employing an optical time division multiplexing (OTDM) transmission scheme.
[0002]
[Prior art]
For example, in order to expand long-distance transmission in a high-speed optical transmission system of 40 Gbit / s or more, it is necessary to increase the input intensity of signal light, but to increase the input intensity of signal light. Will cause waveform degradation due to non-linear effects in the optical fiber, which degrades transmission quality.
[0003]
As a technique for preventing such waveform deterioration, carrier suppression RZ (Carrier Suppressed) having advantages such as suppressing nonlinear effects in an optical fiber and improving dispersion tolerance as shown in Non-Patent Document 1 below. A Return to Zero (CS-RZ) modulation scheme is used.
[0004]
However, in an optical transmission system using the OTDM transmission method, when optical transmission is performed using the CS-RZ modulation method, the phase of the carrier wave becomes unstable due to the influence of the transmission environment and the phase shifts to the carrier wave between bits. May occur.
[0005]
As a technique for detecting and controlling the phase shift of the carrier wave between the bits, a part of the modulated signal light (CS-RZ modulated signal) is extracted, and each modulated signal light divided into two by using a delay device A phase difference corresponding to a 1-bit delay amount is given to each carrier between them, and further combined to monitor light that has been interfered by carrier waves between adjacent bits, and the temporal average value of this optical power is There is one that detects and controls a carrier phase difference based on a value converted into a target signal (monitor voltage).
[0006]
In other words, the CS-RZ modulation method can be realized when the carrier phase difference between bits is in a state of π (that is, a state in which the phase of the carrier wave is inverted). If there is no shift in the phase of the carrier wave, the bits whose carrier waves are inverted from each other cancel each other out due to optical interference. Conversely, by giving a 1-bit delay, the phase of the carrier wave of each modulated signal light is π. Kazu In this case, since the carrier waves are the same, they are strengthened by light interference.
[0007]
In this case, when the carrier phase difference between the bits of the interference light delayed by 1 bit is π, the monitor voltage based on the optical power of the interference light has a minimum value, and when it is 0, the monitor voltage has a maximum value.
[0008]
Therefore, when the carrier phase difference between bits of the modulated signal light deviates from π, the monitor voltage of the combined output light (interference light) increases, and when the carrier phase difference between bits becomes zero, Wave output light (interference light) is the strongest, and the monitor voltage has a maximum value.
[0009]
Accordingly, when the carrier phase difference between bits changes from π to 0, the time average value of the combined output light changes from the minimum value to the maximum value. By monitoring this time average value and applying feedback to the optical path difference, the carrier phase difference between bits can be controlled.
[0010]
[Non-Patent Document 1]
Y. Miyamoto et. al. , OAA'99, PDA4, 1999.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, an optical transmission system adopting the OTDM transmission system has a potential for optical time division multiplexing of signals of at least four channels, which is effective when multiplexing a large number of signals.
[0012]
However, it controls the phase of the carrier wave between the bits mentioned above. Who The method can be applied only when two-channel signals are optical time-division multiplexed, and it is desired to transmit signals of four or more channels by optical time-division multiplexing.
[0013]
Therefore, in an optical transmission system in which four or more channels of modulated signal light are optically time-division multiplexed, an optical phase detector that detects a carrier phase difference between bits of the modulated signal light, and a phase difference detection from the optical phase detector Optical phase control device for controlling optical phase difference based on information Where Asking Is ing.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, the optical phase detection device of the first aspect of the present invention uses the phase of the carrier wave of the modulated signal light of at least 2N (N is an integer of 2 or more) channels as the optical time division multiplexed signal. An optical phase detection device that detects the phase of a carrier wave of each modulated signal light with respect to an optical time division multiplexed signal that is inverted between adjacent bits and optical time division multiplexed, and (1) a part of the optical time division multiplexed signal A first phase difference providing means for branching two branches, and combining after giving a phase difference corresponding to one bit of the optical time division multiplexed signal between one branch signal and another one branch signal; ) A part of the optical time division multiplexed signal is taken and branched into two, and the position corresponding to M (M is 2 to N-1) bits of the optical time division multiplexed signal between one branch signal and the other one branch signal. M-th phase difference providing means for combining after giving the phase difference, and (3) optical time division multiplexing signal An Nth phase difference providing means for combining the signals after giving a phase difference corresponding to N bits of the optical time division multiplexed signal between one branch signal and the other one branch signal; (4) first phase difference detection means for detecting a carrier phase difference between adjacent bits of the optical time division multiplexed signal based on the light intensity of the combined output light from the first phase difference providing means; 5) Mth phase difference M-th phase difference detection means for detecting a carrier phase difference between bits spaced by M bits of the optical time division multiplexed signal based on the light intensity of the combined output light from the providing means; N phase difference N-th phase difference detecting means for detecting a carrier phase difference between bits spaced by N bits of the optical time division multiplexed signal based on the light intensity of the combined output light from the providing means. And
[0015]
Further, the optical phase control device of the second aspect of the present invention provides the phase of at least 2N (N is an integer of 2 or more) modulated signal lights whose intensity is modulated by the intensity modulation means, An optical phase control device for controlling the phase of a carrier wave of modulated signal light with respect to optical time division multiplexed signals of 2N or more channels that are optical time division multiplexed so as to be inverted between adjacent bits, (1) first And (2) feedback control of the intensity modulation means based on the phase difference detection information from the first to Nth phase difference detection means of the optical phase detection device, and each modulated signal light A phase adjusting means for adjusting the phase of the carrier wave; and (3) a multiplexing means for receiving and multiplexing each modulated signal light adjusted by the phase adjusting means from the intensity modulating means.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(A) Embodiment
Hereinafter, the optical phase detection device of the present invention as well as Optical phase controller Set Embodiments will be described with reference to the drawings.
[0018]
The present embodiment is applied to an optical transmission system that realizes optical transmission with a transmission speed of 160 Gbit / s, employing an OTDM transmission scheme in which four modulated signal lights modulated by the CS-RZ modulation scheme are optical time division multiplexed. Explain the case.
[0019]
(A-1) Configuration of the embodiment
FIG. 1 is an overall configuration diagram of an optical transmission apparatus according to the present embodiment. FIG. 1 shows a case where four systems (channels) of electrical signals (data 1 to data 4) are input, these are optical time division multiplexed, and output as one system of optical signals.
[0020]
The optical transmission device shown in FIG. 1 is roughly divided into an optical circuit system and an electric circuit system. Hereinafter, the configuration of the optical transmission device according to the present embodiment will be described separately for an optical circuit system and an electric circuit system.
[0021]
First, the optical circuit system will be described. The optical circuit system includes an optical short pulse source 101, an OTDM module 102, an optical splitter 103, an optical splitter 104, two interferometers 105 and 107, and two detectors 106 and 108. .
[0022]
The optical short pulse source 101 generates and outputs an optical short pulse train having a predetermined repetition frequency.
[0023]
The OTDM module 102 divides the optical short pulse train fetched from the optical short pulse source 101 into four branches, and modulates the four branched optical short pulse trains based on four electric signals inputted from the outside. In addition, the optical time division multiplexing is performed by delaying each modulated signal light by 1/4 bit, and the phase of the carrier wave of the modulated signal light is inverted between adjacent bits of the optical time division multiplexed signal. Thus, optical time division multiplexing is performed. That is, in the 4-channel optical time division multiplexed signal, the phase difference between the carrier wave of the first modulated signal light and the carrier wave of the second modulated signal light is π, and the carrier wave of the first modulated signal light and the second carrier wave The phase difference between the modulated signal light and the carrier wave is zero.
[0024]
As shown in FIG. 1, the details of the internal configuration of the OTDM module 102 include three splitters 10205 to 10207, four EA modulators 10201 to 10204, and three couplers 10208 to 10210. Hereinafter, an internal configuration of the OTDM module 102 will be described.
[0025]
The splitter 10205 takes an optical short pulse train from the optical short pulse source 101 and branches it into two.
[0026]
The splitter 10206 takes one of the optical short pulse trains branched by the splitter 10205 and further branches it into two, giving one of them to the EA modulator 10201 and giving the other to the EA modulator 10203.
[0027]
The splitter 10207 takes in the other optical short pulse train branched by the splitter 10205 and further branches it into two, giving one of them to the EA modulator 10202 and giving the other to the EA modulator 10204.
[0028]
The phase of the optical short pulse train is between the optical path from the splitter 10205 through the splitter 10206 to the EA modulators 10201 and 10203 and the optical path from the splitter 10205 through the splitter 10207 to the EA modulators 10202 and 10204. An optical path difference is provided so as to be shifted by π.
[0029]
The EA modulators 10201 to 10204 receive optical short pulse trains from the corresponding splitters 10206 and 10207, respectively, and from the corresponding bias application circuits 118 to 121, data signals (electrical signals) that are NRZ (Non-Return-to-Zero) signals. Signal), an optical short pulse train input based on each data signal is coded and output as modulated signal light.
[0030]
The coupler 10208 receives the modulated signal light output from the EA modulators 10201 and 10203, and combines and outputs the modulated signal light. In this embodiment, an optical path difference is provided between the EA modulators 10201 and 10203 and the coupler 10208, and the modulated signal light of the EA modulator 10201 and the modulated signal light of the EA modulator 10203 are delayed. Combined with
[0031]
The coupler 10209 receives the modulated signal light output from the EA modulators 10202 and 10204, and combines and outputs the modulated signal light. In this embodiment, an optical path difference is provided between the EA modulators 10202 and 10204 and the coupler 10209, and the modulated signal light of the EA modulator 10202 and the modulated signal light of the EA modulator 10204 are delayed. Combined with
[0032]
Further, the coupler 10210 receives the output lights from the couplers 10208 and 10209, combines these output lights, and outputs them as transmission signals (optical time division multiplexed signals) to the transmission line via the output terminal (OUT) 122 ”. Is. An optical path difference is provided between the couplers 10208 and 10209 to the coupler 10210, and the output light of the coupler 10208 and the output light of the coupler 10209 are combined with a delay.
[0033]
As described above, an optical path difference is provided from each of the EA modulators 10201 to 10204 to the coupler 10210, and each modulated signal light from the EA modulators 10201 to 10204 is delayed by 1/4 bit.
[0034]
For example, in the present embodiment, the frequency of the optical short pulse train is 40 GHz, and 40 Gbit / s modulated signal light is output from the EA modulators 10201 to 10204. In this case, based on the optical path length passing through the EA modulator 10201, the optical path passing through the EA modulator 10202 is 6.25 ps, the optical path passing through the EA modulator 10203 is 12.5 ps, and passes through the EA modulator 10204. The optical path has a time delay of 18.75 ps, and is coupled by the coupler 10208, the coupler 10209, and the coupler 10210 to output 160 Gbit / s output light (RZ signal sequence) as an optical time division multiplexed signal.
[0035]
The optical splitter 103 is a coupler 102. 10 A part of the output light outputted from is branched and given to the interferometer 105.
[0036]
The optical splitter 104 further branches a part of the output light (transmission signal) from the coupler 10210 branched by the optical splitter 103 and gives it to the interferometer 107. Here, the optical splitters 103 and 104 need only be able to provide a part of the output light to the interferometers 105 and 107, and are not limited to this configuration.
[0037]
The interferometer 105 takes in the output light branched by the optical splitter 103, branches the output light into two, and gives a phase difference corresponding to one bit period of the optical time division multiplexed signal between the two branched output lights. The two lights are further combined, and the interference light obtained by the combination is given to the detector 106.
[0038]
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the interferometer 105. Interferometer 105 includes an input circuit 10501, an output circuit 10502, a branching unit 10503, two arm circuits 10505 and 10506, and a multiplexing unit 10504. The arm circuits 10505 and 10506 are provided with an optical path difference corresponding to one bit period in the optical path of the arm circuits 10505 and 10506.
[0039]
Of course, the configuration of the interferometer 105 is not limited to this, and can generate interference light between the output light (optical time division multiplexed signal) and a delayed signal having a phase difference corresponding to one bit period. If so, it can be widely applied. For example, one input / output unit, one multiplexer / demultiplexer, two arm waveguides for guiding light demultiplexed by the multiplexer / demultiplexers, and end portions of the arm waveguides, respectively. Provided with a reflecting surface, a waveguide length difference corresponding to a 1-bit delay is provided between the light reflected from the multiplexer / demultiplexer through each arm waveguide and reflected back to the multiplexer / demultiplexer. You may apply. In this case, it is desirable to install a circulator for determining the path between the input light input to the interferometer and the output light from the interferometer immediately before the interferometer.
[0040]
The interferometer 107 takes in the output light branched by the optical splitter 104, splits the output light into two, and gives a phase difference corresponding to a 2-bit period of the optical time division multiplexed signal between the two branched output lights. The two given lights are further combined, and the interference light obtained by this combination is given to the detector 108. The interferometer 107 is a Total A configuration corresponding to the internal configuration 105 can be applied, and there is an optical path difference corresponding to a 2-bit period in an optical path through which light passes.
[0041]
Here, the optical power of the interference light output from the interferometers 105 and 107 will be described with reference to FIG.
[0042]
FIG. 3 shows the optical power of the interference light generated by the interferometers 105 and 107.
In FIG. 3, (1) and (4) indicate the optical power of one signal (reference signal) of the two branches of the interferometer 105 or 107, and (2) and (5) indicate the interferometer. 105 or 10 7 (3) and (6) indicate the optical power of each interference light. Also, the vertical dotted line in FIG. 2 indicates a 1-bit period of the optical time division multiplexed signal, and the numbers shown in the upper part of the optical power in (1) to (6) are the modulated signals modulated by the EA modulators 10201 to 10204. Indicates the light number.
[0043]
As shown in FIG. 3A, one of the two lights branched by the interferometer 105 is used as a reference signal, and the reference signal and a 1-bit delay given a phase difference of one bit period between the optical time division multiplexed signals When the signal and the signal are combined, the interference light obtained by the combination is extinguished by the bits whose carrier phases are inverted.
[0044]
Also, the interferometer 10 7 Then, as shown in FIG. 3B, one of the two branched lights is used as a reference signal, and a 2-bit delay signal to which a phase difference between the reference signal and a 2-bit period of the optical time division multiplexed signal is given. Are combined, the interfering light due to this combination reinforces the optical power with bits having the same carrier phase.
[0045]
Here, as shown in FIG. 7 Interference light has an interference relationship between the light intensity of the modulated signal light 1 and the light intensity of the modulated signal light 3 (hereinafter referred to as 1-3). There is an interference relationship with the light intensity of the modulated signal light 4 (hereinafter referred to as 2-4).
[0046]
The detector 106 takes in the interference light obtained by giving a phase difference delay of 1 bit period between the two branched output lights from the interferometer 105, and calculates the temporal average value (average optical power) of the optical power of the interference light. This is converted into an electrical signal, and this electrical signal is given to the phase control unit 109 as a carrier phase difference detection signal between adjacent bits.
[0047]
The detector 108 takes in the interference light obtained by giving a phase difference delay of 2 bit periods between the two branched output lights from the interferometer 107, converts the average optical power of the interference light into an electrical signal, and this electrical signal. Are provided to the phase control unit 109 as a phase difference detection signal of a carrier wave between bits separated by one bit period (intervals of two bit periods).
[0048]
Next, the electric circuit system will be described. As shown in FIG. 1, the electric circuit system includes a phase control unit 109, input terminals 110 to 113 for inputting data of four NRZ signals from the outside, and four modulator drivers 114 to 114 for amplifying each data. 117 and four bias application circuits 118 to 121 for supplying data signals obtained by superimposing a bias component to output signals from the modulator drivers 114 to 117 to the corresponding EA modulators 10201 to 10204, respectively.
[0049]
The phase control unit 109 receives the electrical signal from the detector 106 and the electrical signal from the detector 108, and controls the phase of the carrier wave of each modulated signal light according to these electrical signals.
[0050]
For example, the phase control unit 109 may apply a temperature control controller that controls the driving temperature of each of the EA modulators 10201 to 10204. In this case, the temperature control controller uses an electrical signal (monitor intensity) from the detector 108. ), And the feedback control of the driving temperature of the EA modulator so that the monitor intensity becomes a maximum value, and the optical path length of each modulated signal light is adjusted to control the phase of the carrier wave every two bit periods. . The temperature controller monitors an electrical signal (monitor intensity) from the detector 106 and feedback-controls the drive temperature of each EA modulator 10201 to 10204 so that the monitor intensity becomes a minimum value, thereby allowing adjacent bits to be monitored. Controls the phase of the carrier wave. Of course, the phase controller 109 can be widely applied as long as it can control the phase of the carrier wave of each modulated signal light.
[0051]
The phase control unit 109 divides the monitoring period of the electric signal of the detector 108 into time slot intervals of one bit period, and the modulated signal light carrier wave belonging to the bit period so that the monitoring intensity becomes a maximum value in the monitoring period. Control the phase of. This is because the interference light output from the interferometer 107 has an interference relationship between 1-3 and 2-4, and the relationship between the phase difference of the carrier wave between 2-4 and the monitor intensity is between 1-3. No matter what the phase difference value of the carrier wave is, the monitor intensity becomes a maximum value when the phase difference of the carrier wave is 0, and the relationship between the carrier phase difference between 2 and 4 and the monitor intensity This is because, regardless of the value of the phase difference of the carrier wave between 1-3, there is a relationship in which the monitor intensity becomes a maximum value when the phase difference of the carrier wave is zero.
[0052]
Hereinafter, this relationship will be described with reference to FIG. 4 based on the optical power characteristics of the output light output from the interferometer 107.
[0053]
FIG. 4 shows the optical power between 1-3 and the optical power between 2-4 of the interference light output from the interferometer 107 when the inter-bit carrier phase difference between 1-3 varies. .
[0054]
In FIG. 4, (A) shows the relationship between the carrier wave phase difference between 1-3 and the optical power characteristic between 1-3. In this case, when the carrier phase difference between 1-3 is 0 (point A), the maximum value is taken. However, it is assumed that the phase of the carrier wave fluctuates between 1-3 and a phase difference occurs (point B). Even at this time, as shown in (B), the relationship between the carrier phase difference between 2-4 and the optical power characteristic between 2-4 is that even if the carrier phase difference between bits between 1-3 varies. When the carrier phase difference between 2-4 is 0, the maximum value is obtained, so that the inter-bit carrier phase difference between 2-4 can be detected independently of the inter-bit carrier phase difference between 1-3. Further, even when the carrier phase difference between 1-3 varies and a phase difference occurs (point C), it is the same as the case shown in (B).
[0055]
(A-2) Operation of the embodiment
Next, the operation of the optical transmission apparatus of this embodiment will be described.
[0056]
An optical short pulse train having a repetition frequency of 40 GHz generated by the optical short pulse source 101 is input to the OTDM module 102. This short optical pulse train has a full width at half maximum of 3 ps.
[0057]
An optical short pulse train input to the OTDM module 102 is branched into two by a splitter 10205, one being given to the splitter 10206 and the other being given to the splitter 10207.
[0058]
Each of the optical short pulse trains supplied to the splitters 10206 and 10207 is further branched into two by the splitters 10206 and 10207, so that a four-branched optical short pulse train can be created. The signals are input to the corresponding EA modulators 10201 to 10204, respectively.
[0059]
The external electrical signals (data 1 to 4) of the NRZ signal are input terminals 110 to 1 respectively. 13 Are supplied to the corresponding modulator drivers 114 to 117 respectively.
[0060]
The electric signals input to the modulator drivers 114 to 117 are amplified by the modulator drivers 114 to 117 and supplied to the bias application circuits 118 to 121. In the bias application circuits 118 to 121, the input electric signal is convolved with a bias component and supplied to the corresponding EA modulators 10201 to 10204, respectively.
[0061]
In the EA modulators 10201 to 10204, the input optical short pulse trains are coded by the output signals of the bias applying circuits 118 to 121, and 40 Gbit / s modulated signal light is output.
[0062]
The modulated signal lights output from the EA modulators 10201 and 10203 are combined by the coupler 10208, and the modulated signal lights output from the EA modulators 10202 and 10204 are combined by the coupler 10209, and are combined by the couplers 10208 and 10209. Each output light is coupled by a coupler 10210.
[0063]
At this time, based on the optical path passing through the EA modulator 10201, the optical path passing through the EA modulator 10202 is 6.25 ps, the optical path passing through the EA modulator 10203 is 12.5 ps, and the optical path passes through the EA modulator 10204. Thus, the output light output from the coupler 10210 having a time delay of 18.75 ps is output as a 160 Gbit / s optical time division multiplexed signal (optical RZ signal sequence) in which the carrier of the adjacent channel is inverted.
[0064]
In this way, the output light as an optical time division multiplexed signal is output from the OTDM module 102 and input to the transmission line from the output terminal 122 as a transmission signal.
[0065]
The output light output from the OTDM module 102 is branched by the optical splitter 103, and a part of the branched output light is input to the interferometer 105. The output light branched by the optical splitter 103 is further branched by the optical splitter 104, and the output light branched by the optical splitter 104 is input to the interferometer 107.
[0066]
The output light input to the interferometer 105 is split into two, and the output light that travels in one of the optical paths is output light (when light is used) with respect to the output light that travels in the other optical path (this is the reference signal). A phase difference corresponding to one bit period of the division multiplexed signal is given. The reference signal and the 1-bit delayed signal are combined, and the interference light obtained thereby is a bit in which the phase of the carrier wave is inverted since the phase of the carrier wave of the input output light is inverted between adjacent channels. It will be extinguished.
[0067]
Interfering light that has been interfered by the interferometer 105 by combining the reference signal and the 1-bit delayed signal is given to the detector 106.
[0068]
The interference light from the interferometer 105 is converted by the detector 106 into a time average value (average optical power) of the optical power of the interference light into an electrical signal. The electrical signal detected by the detector 106 indicates the phase difference of the carrier wave between adjacent channels.
[0069]
The electrical signal converted by the detector 106 is given to the phase control unit 109 as a carrier phase difference detection signal.
[0070]
FIG. 5 shows the monitor intensity according to the phase difference when the phase difference of the carrier wave of the adjacent channel fluctuates from π. As shown in FIG. 5, when the phase difference between adjacent carrier waves varies from π, the monitor intensity has a minimum value when the phase difference is π.
[0071]
Therefore, the phase control unit 109 controls the carrier phase difference between bits between adjacent channels by controlling the phase of the carrier wave of each modulated signal light so that the monitor intensity becomes the minimum value.
[0072]
On the other hand, the optical output input to the interferometer 107 is split into two, and the optical output traveling in one of the optical paths is output light (optical time division) with respect to the optical output (reference signal) traveling in the other optical path. A phase difference corresponding to a 2-bit period of the multiple signal) is given. This reference signal and the 2-bit delayed signal are combined, and the interference light obtained thereby has the same phase in the adjacent channels of the carrier wave of the input optical output, so the bits of the carrier wave phases are the same. Strengthens the light intensity.
[0073]
The interference light that has been interfered by the interferometer 107 due to the combination of the reference signal and the 2-bit delayed signal is given to the detector 108.
[0074]
The interference light from the interferometer 107 is converted by the detector 108 into a time average value (average light power) of the optical power of the interference light into an electric signal, and the converted electric signal is phase-controlled as a carrier phase difference detection signal. Given to part 109.
[0075]
FIG. 6 shows the monitor intensity according to the phase difference of the carrier wave between 2-4 when the phase of the carrier wave fluctuates. FIG. 6 shows the monitor intensity corresponding to the phase difference of the carrier wave between 2 and 4 when the fluctuation of the phase of the carrier wave between 1 and 3 is 0, 0.05π, 0.10π, and 0.15π. .
[0076]
As shown in FIG. 6, when the phase difference of the carrier wave between 2 and 4 fluctuates from 0, the monitor intensity is 0 when the phase difference is 0, regardless of the fluctuation of the phase difference of the carrier wave between 1-3. It is in a relation of maximum value. This relationship is the same even in the case of the monitor intensity corresponding to the phase difference of the carrier wave between 1-3, and the phase control unit 109 independently determines the phase difference of the carrier wave between 1-3 and 2-4. Can be detected. Thus, as shown in FIG. 6, the carrier phase difference between 2-4 is not perturbed by perturbing the carrier phase difference between bits between 2-4 without perturbing the carrier phase difference between bits between 1-3. It becomes possible to detect a state where is 0.
[0077]
Therefore, the phase control unit 109 divides the monitoring period as an arbitrary time slot period so that the phase difference monitor strength of the carrier wave between 1-3 and 2-4 monitored in the monitoring period becomes a maximum value. In addition, by controlling the phase of the carrier wave of each modulated signal light, it is possible to control the phase difference of the carrier wave between the bits spaced by one bit period (between every two bits).
[0078]
(A-3) Effects of the embodiment
As described above, according to the present embodiment, the phase control unit 109 can detect the phase difference of the carrier wave between 1-3 and 2-4 by monitoring the output from the detector 108 in a predetermined monitoring period. In addition, by applying feedback to the driving temperature of the EA modulators 10201 to 10204, it is possible to control the carrier phase difference between the bits spaced by one bit period.
[0079]
Further, the phase control unit 109 can detect a carrier phase difference between bits of adjacent channels based on the output from the detector 106, and by applying feedback to the driving temperature of the EA modulators 10201 to 10204, The carrier wave phase difference can be controlled.
[0080]
Also, in the 160 Gbit / s optical time division multiplexed signal, the influence of the perturbation component of the optical path difference such as a change in the environmental temperature becomes moderate. Therefore, if each time slot is set to about 1 second, a long pseudo-stage of about 31 stages is obtained. It also supports random signals and is less susceptible to fluctuations caused by another set of inter-bit carrier phase differences.
[0081]
(B) Other embodiments
(B-1) In the above-described embodiment, the OTDM module 102 has been described as using the EA modulators 10201 to 10204. However, the optical modulator is not limited to this, and a refractive index change is used by an external modulation input. Thus, a modulator that performs modulation, such as a LiNbO3 modulator, can be widely applied.
[0082]
(B-2) In the above-described embodiment, the phase control unit 109 has been described as performing feedback control of the driving temperature of each of the EA modulators 10201 to 10204 based on the phase difference detection signal of the carrier wave of the modulated signal light. For example, the OTDM module 102 may have a glass block circuit (for example, a prism) so that the optical path difference can be changed.
[0083]
(B-3) In the above-described embodiment, it has been described that the interferometers 105 and 107 are planar waveguides (PLCs) and have different configurations. One PLC having two interferometers having the same effect as 107 may be applied. Thereby, the scale of the circuit can be reduced.
[0084]
(B-3) In the above-described embodiment, the four-channel optical time division multiplexed signal has been described. However, if the phase difference between the bits of the carrier waves of each modulated signal light can be controlled, modulated signal light of four channels or more can be transmitted. It can also be applied to optical time division multiplexing.
[0085]
【The invention's effect】
As described above, according to the optical phase detection device of the present invention, the phase difference between bits of an optical time division multiplexed signal obtained by optical time division multiplexing of modulated signal light of at least 2N (N is an integer of 2 or more) channels is detected. can do.
[0086]
Further, according to the optical phase control device of the present invention, the phase of the carrier wave of the modulated signal light of at least 2N (N is an integer of 2 or more) channels based on the phase difference detection information from the optical phase detection device. Can be controlled.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram of an optical transmission apparatus according to an embodiment.
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of an interferometer according to the present embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing the light intensity of interference light output from each interferometer of the present embodiment.
FIG. 4 is a diagram for explaining a relationship between a carrier phase difference and optical output intensity between 1-3 and a relationship between a carrier phase difference and optical output intensity between 2-4 in the present embodiment. .
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the monitor intensity from the detector 106 and the carrier phase difference between adjacent bits.
FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the monitor intensity from the detector 108 and the carrier phase difference between every two bits.
[Explanation of symbols]
101 ... Short optical pulse source, 102 ... OTDM module,
10201 to 10204... EA modulator, 10205 to 10207.
10208 to 10210 ... coupler, 103, 104 ... optical splitter,
105, 107 ... interferometer, 106,108 ... detector,
109: Phase control device.

Claims

For the optical time division multiplexed signal obtained by inverting the phase of the carrier wave of the modulated signal light of at least 2N (N is an integer of 2 or more) channels between adjacent bits of the optical time division multiplexed signal, An optical phase detector for detecting the phase of a carrier wave of each modulated signal light,
A part of the optical time division multiplexed signal is taken in and branched into two, and a phase difference corresponding to one bit of the optical time division multiplexed signal is given between one branched signal and the other one branched signal, and then multiplexed. First phase difference providing means;
A part of the optical time division multiplexed signal is taken in and branched into two, and corresponds to M (M is 2 to N-1) bits of the optical time division multiplexed signal between one branch signal and the other one branch signal. M-th phase difference giving means for multiplexing after giving the phase difference;
A part of the optical time division multiplexed signal is taken in and branched into two, and a phase difference corresponding to N bits of the optical time division multiplexed signal is given between one branched signal and the other one branched signal, and then multiplexed. Nth phase difference providing means;
First phase difference detection means for detecting a carrier phase difference between adjacent bits of the optical time division multiplexed signal based on the light intensity of the combined output light from the first phase difference providing means;
Based on the light intensity of the combined output light from the phase difference providing means of the first M, phase difference detection of the M to detect a carrier phase difference between bits spaced apart by M bits of the optical time division multiplex signal Means,
Based on the light intensity of the combined output light from the phase difference providing means of the first N, the phase difference detection of the N for detecting the carrier phase difference between bits spaced apart by N bits of the optical time division multiplex signal And an optical phase detection device.

Each of the first to Nth phase difference detection means has a light / electricity conversion unit that converts the light intensity of each combined output light from the first to Nth phase difference providing means to an electric intensity. The optical phase detection device according to claim 1.

2. The optical phase detection device according to claim 1, wherein each of the first to Nth phase difference providing means is a planar optical waveguide.

2. The optical phase detection device according to claim 1, wherein the first to Nth phase difference providing units are configured by a single planar optical waveguide.

Optical time division multiplexing is performed so that the phase of at least 2N (N is an integer greater than or equal to 2) modulated signal lights whose intensity is modulated by the intensity modulation means is inverted between adjacent bits of the optical time division signal. An optical phase control device that controls the phase of the carrier wave of the modulated signal light for optical time division multiplexed signals of 2N or more channels,
The optical phase detection device according to any one of claims 1 to 4,
Phase adjustment means for feedback-controlling the intensity modulation means based on the phase difference detection information from the first to Nth phase difference detection means of the optical phase detection device and adjusting the phase of the carrier wave of each modulated signal light When,
An optical phase control device comprising: a multiplexing unit that receives and multiplexes each of the modulated signal lights adjusted by the phase adjusting unit from the intensity modulating unit.

When there are four modulated signal lights to be optical time division multiplexed, the phase adjusting means is located in an adjacent bit of the optical time division multiplexed signal in accordance with the electric intensity from the first phase difference detecting means. The phase of the carrier wave of the modulated signal light is controlled, and the modulated signal light located in the bit spaced by one bit of the optical time division multiplexed signal according to the electric intensity from the second phase difference detecting means. 6. The optical phase control apparatus according to claim 5, wherein the phase of the carrier wave is controlled.

The phase adjusting means has a monitoring period for monitoring the electric intensity from the second phase difference detecting means as one bit period, and each channel located in a bit belonging to the monitoring period according to the electric intensity of the monitoring period. 7. The optical phase control apparatus according to claim 6, wherein the phase of the carrier wave of the modulated signal light is controlled.