JP3506649B2 - スイッチング電源回路及びその制御方法 - Google Patents
スイッチング電源回路及びその制御方法Info
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 13
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 49
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 48
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 29
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 13
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 claims description 13
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 3
- 230000001131 transforming effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源回路に係り、特に商用電源等の交流電源の高調波電流
を抑制すると共に外形を小型化したスイッチング電源回
路及びその制御方法に関する。
源回路に係り、特に商用電源等の交流電源の高調波電流
を抑制すると共に外形を小型化したスイッチング電源回
路及びその制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】コンデンサ・インプット型のスイッチン
グ電源回路は、商用電源等の交流電源を整流してコンデ
ンサで平滑化した後、ＤＣ−ＤＣコンバータによって所
要の直流電圧レベルに変換し、入力電圧や負荷の変動に
対しても負帰還制御によって出力電圧を一定に保持する
ものである。
グ電源回路は、商用電源等の交流電源を整流してコンデ
ンサで平滑化した後、ＤＣ−ＤＣコンバータによって所
要の直流電圧レベルに変換し、入力電圧や負荷の変動に
対しても負帰還制御によって出力電圧を一定に保持する
ものである。
【０００３】この種のスイッチング電源回路には、従来
では例えば図４に示すように、整流回路１、平滑コンデ
ンサ２、スイッチング回路３、トランス４、整流回路
５、平滑コンデンサ６、電圧変化検出回路７、及び制御
回路８が備えられている。整流回路１は、商用電源等の
交流電源ｉｎを全波整流（又は、半波整流）して第１の
脈動電圧を出力するものである。平滑コンデンサ２は、
アルミ電解コンデンサで構成され、第１の脈動電圧を平
滑化して直流電圧Ｖ２を出力するものである。スイッチ
ング回路３は、与えられた制御信号ＣＴＡに基づいて直
流電圧Ｖ２をオン／オフ制御し、所定の周波数ｆ（例え
ば、２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）で制御信号ＣＴＡに対
応したパルス幅の交流電圧Ｖ３を出力するものである。
では例えば図４に示すように、整流回路１、平滑コンデ
ンサ２、スイッチング回路３、トランス４、整流回路
５、平滑コンデンサ６、電圧変化検出回路７、及び制御
回路８が備えられている。整流回路１は、商用電源等の
交流電源ｉｎを全波整流（又は、半波整流）して第１の
脈動電圧を出力するものである。平滑コンデンサ２は、
アルミ電解コンデンサで構成され、第１の脈動電圧を平
滑化して直流電圧Ｖ２を出力するものである。スイッチ
ング回路３は、与えられた制御信号ＣＴＡに基づいて直
流電圧Ｖ２をオン／オフ制御し、所定の周波数ｆ（例え
ば、２０ｋＨｚ〜５００ｋＨｚ）で制御信号ＣＴＡに対
応したパルス幅の交流電圧Ｖ３を出力するものである。
【０００４】トランス４は、交流電圧Ｖ３を所定の電圧
の交流電圧Ｖ４に変圧するものである。整流回路５は、
交流電圧Ｖ４を整流して脈動電圧Ｖ５を出力するもので
ある。平滑コンデンサ６は、アルミ電解コンデンサで構
成され、脈動電圧Ｖ５を平滑化して直流電圧Ｖ６を図示
しない負荷に供給するものである。電圧変化検出回路７
は、直流電圧Ｖ６の変化を検出して検出信号Ｖ７を出力
するものである。制御回路８は、検出信号Ｖ７に基づい
たパルス幅の前記制御信号ＣＴＡを所定の周波数ｆでス
イッチング回路３に与えるものである。
の交流電圧Ｖ４に変圧するものである。整流回路５は、
交流電圧Ｖ４を整流して脈動電圧Ｖ５を出力するもので
ある。平滑コンデンサ６は、アルミ電解コンデンサで構
成され、脈動電圧Ｖ５を平滑化して直流電圧Ｖ６を図示
しない負荷に供給するものである。電圧変化検出回路７
は、直流電圧Ｖ６の変化を検出して検出信号Ｖ７を出力
するものである。制御回路８は、検出信号Ｖ７に基づい
たパルス幅の前記制御信号ＣＴＡを所定の周波数ｆでス
イッチング回路３に与えるものである。
【０００５】このスイッチング電源回路では、交流電源
ｉｎが整流回路１で全波整流されて第１の脈動電圧が出
力され、この第１の脈動電圧が平滑コンデンサ２で平滑
化されて直流電圧Ｖ２が出力される。直流電圧Ｖ２は、
スイッチング回路３で制御信号ＣＴＡに基づいてオン／
オフ制御され、制御信号ＣＴＡに対応したパルス幅で周
波数ｆの交流電圧Ｖ３が出力される。交流電圧Ｖ３はト
ランス４で交流電圧Ｖ４に変圧され、この交流電圧Ｖ４
が整流回路５で整流されて脈動電圧Ｖ５が出力される。
脈動電圧Ｖ５は平滑コンデンサ６で平滑化され、直流電
圧Ｖ６が負荷に供給される。また、直流電圧Ｖ６は、電
圧変化検出回路７で変化が検出され、検出信号Ｖ７が出
力される。検出信号Ｖ７は制御回路８に入力され、検出
信号Ｖ７のレベルが基準値よりも低くなったとき、スイ
ッチング回路３のオン状態の時間が長くなるように制御
信号ＣＴＡのパルス幅が制御され、直流電圧Ｖ６が一定
になるように負帰還制御される。また、検出信号Ｖ７の
レベルが基準値よりも高くなったとき、スイッチング回
路３のオン状態の時間が短くなるように制御信号ＣＴＡ
のパルス幅が制御され、直流電圧Ｖ６が一定になるよう
に負帰還制御される。
ｉｎが整流回路１で全波整流されて第１の脈動電圧が出
力され、この第１の脈動電圧が平滑コンデンサ２で平滑
化されて直流電圧Ｖ２が出力される。直流電圧Ｖ２は、
スイッチング回路３で制御信号ＣＴＡに基づいてオン／
オフ制御され、制御信号ＣＴＡに対応したパルス幅で周
波数ｆの交流電圧Ｖ３が出力される。交流電圧Ｖ３はト
ランス４で交流電圧Ｖ４に変圧され、この交流電圧Ｖ４
が整流回路５で整流されて脈動電圧Ｖ５が出力される。
脈動電圧Ｖ５は平滑コンデンサ６で平滑化され、直流電
圧Ｖ６が負荷に供給される。また、直流電圧Ｖ６は、電
圧変化検出回路７で変化が検出され、検出信号Ｖ７が出
力される。検出信号Ｖ７は制御回路８に入力され、検出
信号Ｖ７のレベルが基準値よりも低くなったとき、スイ
ッチング回路３のオン状態の時間が長くなるように制御
信号ＣＴＡのパルス幅が制御され、直流電圧Ｖ６が一定
になるように負帰還制御される。また、検出信号Ｖ７の
レベルが基準値よりも高くなったとき、スイッチング回
路３のオン状態の時間が短くなるように制御信号ＣＴＡ
のパルス幅が制御され、直流電圧Ｖ６が一定になるよう
に負帰還制御される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のスイッチング電源回路では、次のような問題点があ
った。図５は、図４における交流電源ｉｎの電圧波形ｖ
ａ及び電流波形ｉａを示す図であり、縦軸に電圧値Ｖと
電流値Ｉ、及び横軸に時間ｔがとられている。従来のス
イッチング電源回路では、同図に示すように、電流波形
ｉａのピークによって電圧波形（正弦波）ｖａの頂上付
近で瞬間的にパルス状の大電流が流れ、交流電源ｉｎ側
に高調波電流が流れる。この高調波電流によって交流電
源ｉｎが汚染され、この交流電源ｉｎに接続されている
他の電子機器に障害が発生したり、送電損失が大きくな
るという問題点がある。例えば、このスイッチング電源
回路が接続されている交流電源ｉｎに例えば映像機器や
音声機器が共通に接続されている場合、これらの映像機
器の画質や音声機器の音質が高調波電流によって劣化す
るという悪影響がある。そのため、現在では、この高調
波電流に対する規制が設けられている。また、このスイ
ッチング電源回路は、平滑コンデンサ２，６が比較的形
状の大きいアルミ電解コンデンサで構成されているの
で、外形を小型化することが困難である。そのため、こ
のスイッチング電源回路を小型の装置に搭載することが
できないという問題があった。
来のスイッチング電源回路では、次のような問題点があ
った。図５は、図４における交流電源ｉｎの電圧波形ｖ
ａ及び電流波形ｉａを示す図であり、縦軸に電圧値Ｖと
電流値Ｉ、及び横軸に時間ｔがとられている。従来のス
イッチング電源回路では、同図に示すように、電流波形
ｉａのピークによって電圧波形（正弦波）ｖａの頂上付
近で瞬間的にパルス状の大電流が流れ、交流電源ｉｎ側
に高調波電流が流れる。この高調波電流によって交流電
源ｉｎが汚染され、この交流電源ｉｎに接続されている
他の電子機器に障害が発生したり、送電損失が大きくな
るという問題点がある。例えば、このスイッチング電源
回路が接続されている交流電源ｉｎに例えば映像機器や
音声機器が共通に接続されている場合、これらの映像機
器の画質や音声機器の音質が高調波電流によって劣化す
るという悪影響がある。そのため、現在では、この高調
波電流に対する規制が設けられている。また、このスイ
ッチング電源回路は、平滑コンデンサ２，６が比較的形
状の大きいアルミ電解コンデンサで構成されているの
で、外形を小型化することが困難である。そのため、こ
のスイッチング電源回路を小型の装置に搭載することが
できないという問題があった。
【０００７】この問題を解決するために、独自の回路構
成によって高調波対策が行われたスイッチング電源回路
が提案されている。このようなスイッチング電源回路と
しては、例えば、“トランジスタ技術（ＣＱ出版社）、
［１９９８−４］、佐藤守男著、「電源高調波対策技術
と設計事例」、Ｐ．３２１”（以下、文献という）に記
載されるものがあった。図６は、前記文献に記載された
スイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この
スイッチング電源回路には、同図に示すように、整流回
路１１、コイル１２、ダイオード１３、コンデンサ１
４、コンデンサ１５、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（以
下、「ＮＭＯＳ」という）１６、トランス１７、ダイオ
ード１８、コイル１９、ダイオード２０、及びコンデン
サ２１が備えられている。コンデンサ１５，２１は、ア
ルミ電解コンデンサで構成されている。
成によって高調波対策が行われたスイッチング電源回路
が提案されている。このようなスイッチング電源回路と
しては、例えば、“トランジスタ技術（ＣＱ出版社）、
［１９９８−４］、佐藤守男著、「電源高調波対策技術
と設計事例」、Ｐ．３２１”（以下、文献という）に記
載されるものがあった。図６は、前記文献に記載された
スイッチング電源回路の一例を示す回路図である。この
スイッチング電源回路には、同図に示すように、整流回
路１１、コイル１２、ダイオード１３、コンデンサ１
４、コンデンサ１５、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（以
下、「ＮＭＯＳ」という）１６、トランス１７、ダイオ
ード１８、コイル１９、ダイオード２０、及びコンデン
サ２１が備えられている。コンデンサ１５，２１は、ア
ルミ電解コンデンサで構成されている。
【０００８】このスイッチング電源回路では、ＮＭＯＳ
１６がオフ状態になると、トランス１７の１次巻線１７
ａに生ずるフライバック電圧によって電流経路“イ”で
示した電流が流れ、コンデンサ１４が充電される。つぎ
に、ＮＭＯＳ１６がオン状態になると、コンデンサ１４
は放電する。放電の電流経路“ロ”は交流電源を必ず通
るので、交流電流が強制的に引き出される。そのため、
整流回路１１の出力端子間の電圧がコンデンサ１５の電
圧より低い区間でも電流が流れる。これにより、コンデ
ンサ・インプット型のスイッチング電源回路では電流が
流れなかった区間でも電流が流れ、導通角（すなわち、
交流電流が流れている期間）が拡がり、交流電源ｉｎ側
に高調波電流が流れることはない。さらに、コンデンサ
１４の放電の電流経路“ロ”で示される電流によってコ
イル１２が励磁されるので、そのエネルギは電流経路
“ハ”で示される電流となって放出され、交流電流が強
制的に引き出される。そして、このエネルギは、コンデ
ンサ１４からコイル１２及びコンデンサ１５へ移動す
る。その後、コンデンサ１５の電圧はＮＭＯＳ１６でオ
ン／オフ制御され、図４のスイッチング電源回路とほぼ
同様の動作が行われる。
１６がオフ状態になると、トランス１７の１次巻線１７
ａに生ずるフライバック電圧によって電流経路“イ”で
示した電流が流れ、コンデンサ１４が充電される。つぎ
に、ＮＭＯＳ１６がオン状態になると、コンデンサ１４
は放電する。放電の電流経路“ロ”は交流電源を必ず通
るので、交流電流が強制的に引き出される。そのため、
整流回路１１の出力端子間の電圧がコンデンサ１５の電
圧より低い区間でも電流が流れる。これにより、コンデ
ンサ・インプット型のスイッチング電源回路では電流が
流れなかった区間でも電流が流れ、導通角（すなわち、
交流電流が流れている期間）が拡がり、交流電源ｉｎ側
に高調波電流が流れることはない。さらに、コンデンサ
１４の放電の電流経路“ロ”で示される電流によってコ
イル１２が励磁されるので、そのエネルギは電流経路
“ハ”で示される電流となって放出され、交流電流が強
制的に引き出される。そして、このエネルギは、コンデ
ンサ１４からコイル１２及びコンデンサ１５へ移動す
る。その後、コンデンサ１５の電圧はＮＭＯＳ１６でオ
ン／オフ制御され、図４のスイッチング電源回路とほぼ
同様の動作が行われる。
【０００９】ところが、このスイッチング電源回路で
は、交流電源ｉｎ側の高調波電流の問題は改善されてい
るが、図４のスイッチング電源回路と比較して部品点数
が多く、さらに、コンデンサ１５，２１がアルミ電解コ
ンデンサで構成されているので、図４のスイッチング電
源回路と同様に、外形を小型化することが困難であり、
小型の装置に搭載することができないという問題があ
る。また、このスイッチング電源回路の他、各電源メー
カでは、各社独自の回路構成によって高調波対策を行っ
たスイッチング電源回路が開発されているが、いずれも
回路が複雑化したり、部品点数が増加するという課題が
あった。
は、交流電源ｉｎ側の高調波電流の問題は改善されてい
るが、図４のスイッチング電源回路と比較して部品点数
が多く、さらに、コンデンサ１５，２１がアルミ電解コ
ンデンサで構成されているので、図４のスイッチング電
源回路と同様に、外形を小型化することが困難であり、
小型の装置に搭載することができないという問題があ
る。また、このスイッチング電源回路の他、各電源メー
カでは、各社独自の回路構成によって高調波対策を行っ
たスイッチング電源回路が開発されているが、いずれも
回路が複雑化したり、部品点数が増加するという課題が
あった。
【００１０】この発明は、上述の事情に鑑みてなされた
もので、交流電源の高調波電流を抑制すると共に外形を
小型化したスイッチング電源回路及びその制御方法を提
供することを目的としている。
もので、交流電源の高調波電流を抑制すると共に外形を
小型化したスイッチング電源回路及びその制御方法を提
供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明は、スイッチング電源回路に係
り、交流電源を全波整流して第１の脈動電圧を生成する
第１の整流回路と、入力された制御信号に基づいて前記
第１の脈動電圧をオン／オフ制御することにより、前記
交流電源の周波数よりも高い所定の周波数及び前記制御
信号に対応したパルス幅をもつ第１の交流電圧を生成す
るスイッチング回路と、前記第１の交流電圧を変圧して
所定の電圧値の第２の交流電圧を生成する変圧回路と、
前記第２の交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成す
る第２の整流回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して
直流電圧を生成し、該直流電圧を負荷に印加する平滑回
路と、前記直流電圧に含まれるリプル成分には反応せ
ず、前記直流電圧に含まれるリプルの周期よりも長い周
期における前記直流電圧の変化を検出して検出信号を生
成する電圧変化検出回路と、入力される前記検出信号の
レベルに基づき、前記第１の交流電圧のパルス幅を負帰
還制御するための前記制御信号を生成する制御回路とを
備え、かつ、前記電圧変化検出回路は、前記直流電圧と
前記直流電圧の設定値に対応した基準電圧とを比較して
第１の比較結果信号を出力する基準電圧比較部と、前記
第１の比較結果信号を電気的に絶縁した状態で伝達して
第２の比較結果信号を出力する絶縁部と、前記第２の比
較結果信号から前記直流電圧に含まれるリプル周波数よ
りも低い周波数成分のみを通過させて前記検出信号を生
成するローパスフィルタとを備えてなると共に、前記検
出信号は、前記ローパスフィルタから、直接、前記制御
回路に入力される構成になされていることを特徴ととし
ている。
に、請求項１記載の発明は、スイッチング電源回路に係
り、交流電源を全波整流して第１の脈動電圧を生成する
第１の整流回路と、入力された制御信号に基づいて前記
第１の脈動電圧をオン／オフ制御することにより、前記
交流電源の周波数よりも高い所定の周波数及び前記制御
信号に対応したパルス幅をもつ第１の交流電圧を生成す
るスイッチング回路と、前記第１の交流電圧を変圧して
所定の電圧値の第２の交流電圧を生成する変圧回路と、
前記第２の交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成す
る第２の整流回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して
直流電圧を生成し、該直流電圧を負荷に印加する平滑回
路と、前記直流電圧に含まれるリプル成分には反応せ
ず、前記直流電圧に含まれるリプルの周期よりも長い周
期における前記直流電圧の変化を検出して検出信号を生
成する電圧変化検出回路と、入力される前記検出信号の
レベルに基づき、前記第１の交流電圧のパルス幅を負帰
還制御するための前記制御信号を生成する制御回路とを
備え、かつ、前記電圧変化検出回路は、前記直流電圧と
前記直流電圧の設定値に対応した基準電圧とを比較して
第１の比較結果信号を出力する基準電圧比較部と、前記
第１の比較結果信号を電気的に絶縁した状態で伝達して
第２の比較結果信号を出力する絶縁部と、前記第２の比
較結果信号から前記直流電圧に含まれるリプル周波数よ
りも低い周波数成分のみを通過させて前記検出信号を生
成するローパスフィルタとを備えてなると共に、前記検
出信号は、前記ローパスフィルタから、直接、前記制御
回路に入力される構成になされていることを特徴ととし
ている。
【００１２】請求項２記載の発明は、請求項１記載のス
イッチング電源回路に係り、前記平滑回路は、アルミ電
解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さいコンデ
ンサで構成されていることを特徴としている。
イッチング電源回路に係り、前記平滑回路は、アルミ電
解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さいコンデ
ンサで構成されていることを特徴としている。
【００１３】請求項３記載の発明は、請求項１又は２記
載のスイッチング電源回路に係り、前記平滑回路は、ア
ルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さい
電気二重層コンデンサで構成されていることを特徴とし
ている。
載のスイッチング電源回路に係り、前記平滑回路は、ア
ルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さい
電気二重層コンデンサで構成されていることを特徴とし
ている。
【００１４】
【００１５】 また、請求項４記載の発明は、交流電源
を全波整流して第１の脈動電圧を生成する第１の整流回
路と、入力された制御信号に基づいて前記第１の脈動電
圧をオン／オフ制御することにより、前記交流電源の周
波数よりも高い所定の周波数及び前記制御信号に対応し
たパルス幅をもつ第１の交流電圧を生成するスイッチン
グ回路と、前記第１の交流電圧を変圧して所定の電圧値
の第２の交流電圧を生成する変圧回路と、前記第２の交
流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成する第２の整流
回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して直流電圧を生
成し、該直流電圧を負荷に印加する平滑回路とを備えた
スイッチング電源回路に係り、前記直流電圧に含まれる
リプル成分には反応せず、前記直流電圧に含まれるリプ
ルの周期よりも長い周期における前記直流電圧の変化を
検出して検出信号を生成する電圧変化検出処理と、生成
先から直接入力される前記検出信号のレベルに基づき、
前記第１の交流電圧のパルス幅を負帰還制御するための
前記制御信号を生成する制御信号生成処理とを行い、前
記電圧変化検出処理は、前記直流電圧のレベルと該直流
電圧の設定値に対応した基準電圧とを比較して第１の比
較結果信号を出力する基準電圧比較処理と、前記第１の
比較結果信号を電気的に絶縁した状態で伝達して第２の
比較結果信号を出力する比較結果信号の伝達処理と、前
記第２の比較結果信号から前記直流電圧に含まれるリプ
ルの周波数よりも低い周波数成分のみを通過させて前記
検出信号として直接前記制御回路に出力する低域通過処
理とを行うことを特徴としている。
を全波整流して第１の脈動電圧を生成する第１の整流回
路と、入力された制御信号に基づいて前記第１の脈動電
圧をオン／オフ制御することにより、前記交流電源の周
波数よりも高い所定の周波数及び前記制御信号に対応し
たパルス幅をもつ第１の交流電圧を生成するスイッチン
グ回路と、前記第１の交流電圧を変圧して所定の電圧値
の第２の交流電圧を生成する変圧回路と、前記第２の交
流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成する第２の整流
回路と、前記第２の脈動電圧を平滑化して直流電圧を生
成し、該直流電圧を負荷に印加する平滑回路とを備えた
スイッチング電源回路に係り、前記直流電圧に含まれる
リプル成分には反応せず、前記直流電圧に含まれるリプ
ルの周期よりも長い周期における前記直流電圧の変化を
検出して検出信号を生成する電圧変化検出処理と、生成
先から直接入力される前記検出信号のレベルに基づき、
前記第１の交流電圧のパルス幅を負帰還制御するための
前記制御信号を生成する制御信号生成処理とを行い、前
記電圧変化検出処理は、前記直流電圧のレベルと該直流
電圧の設定値に対応した基準電圧とを比較して第１の比
較結果信号を出力する基準電圧比較処理と、前記第１の
比較結果信号を電気的に絶縁した状態で伝達して第２の
比較結果信号を出力する比較結果信号の伝達処理と、前
記第２の比較結果信号から前記直流電圧に含まれるリプ
ルの周波数よりも低い周波数成分のみを通過させて前記
検出信号として直接前記制御回路に出力する低域通過処
理とを行うことを特徴としている。
【００１６】
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の実施の形態について説明する。図１は、この発明の実
施形態であるスイッチング電源回路の電気的構成を示す
ブロック図である。この形態のスイッチング電源回路に
は、同図に示すように、第１の整流回路３１、ノイズフ
ィルタ３２、スイッチング回路３３、変圧回路（例え
ば、トランス）３４、第２の整流回路３５、平滑回路３
６、電圧変化検出回路３７、及び制御回路３８が備えら
れている。整流回路３１は、交流電源ｉｎを整流して第
１の脈動電圧を出力するものである。ノイズフィルタ３
２は、コイル３２ａとコンデンサ３２ｂとで構成された
ＬＣフィルタであり、スイッチング回路３３におけるス
イッチングの周波数のノイズを抑制するものである。ス
イッチング回路３３は、例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイ
ッチング素子で構成され、与えられた制御信号ＣＴＢに
基づいて前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御すること
により、所定の周波数ｆ（例えば、２０ｋＨｚ〜５００
ｋＨｚ）及び制御信号ＣＴＢに対応したパルス幅をもつ
第１の交流電圧Ｖ３３を出力するものである。トランス
３４は、交流電圧Ｖ３３を変圧して所定の電圧の第２の
交流電圧Ｖ３４を生成するものである。整流回路３５
は、交流電圧Ｖ３４を整流して第２の脈動電圧Ｖ３５を
出力するものである。
の実施の形態について説明する。図１は、この発明の実
施形態であるスイッチング電源回路の電気的構成を示す
ブロック図である。この形態のスイッチング電源回路に
は、同図に示すように、第１の整流回路３１、ノイズフ
ィルタ３２、スイッチング回路３３、変圧回路（例え
ば、トランス）３４、第２の整流回路３５、平滑回路３
６、電圧変化検出回路３７、及び制御回路３８が備えら
れている。整流回路３１は、交流電源ｉｎを整流して第
１の脈動電圧を出力するものである。ノイズフィルタ３
２は、コイル３２ａとコンデンサ３２ｂとで構成された
ＬＣフィルタであり、スイッチング回路３３におけるス
イッチングの周波数のノイズを抑制するものである。ス
イッチング回路３３は、例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイ
ッチング素子で構成され、与えられた制御信号ＣＴＢに
基づいて前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御すること
により、所定の周波数ｆ（例えば、２０ｋＨｚ〜５００
ｋＨｚ）及び制御信号ＣＴＢに対応したパルス幅をもつ
第１の交流電圧Ｖ３３を出力するものである。トランス
３４は、交流電圧Ｖ３３を変圧して所定の電圧の第２の
交流電圧Ｖ３４を生成するものである。整流回路３５
は、交流電圧Ｖ３４を整流して第２の脈動電圧Ｖ３５を
出力するものである。
【００１８】平滑回路３６は、所定の容量値を有し、ア
ルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さい
電気二重層コンデンサで構成され、脈動電圧Ｖ３５を平
滑化して直流電圧Ｖ３６を図示しない負荷に供給するも
のである。この電気二重層コンデンサは、１００Ｈｚ又
は１２０Ｈｚの周波数において脈動電圧Ｖ３５を十分に
平滑化できる特性を有する。例えば、直流電圧Ｖ３６に
含まれるリプル成分の波高値をこの直流電圧Ｖ３６の１
％以内に抑える場合、電気二重層コンデンサのインピー
ダンスは、負荷インピーダンスの１％以下に設定され
る。電圧変化検出回路３７は、直流電圧Ｖ３６に含まれ
るリプルの周期よりも長い周期における直流電圧Ｖ３６
の変化を検出して検出信号Ｖ３７を出力するものであ
る。この電圧変化検出回路３７が直流電圧Ｖ３６に含ま
れるリプル成分に反応すると、直流電圧Ｖ３６がリプル
成分に対応して制御され、負荷に供給される出力電流と
直流電圧Ｖ３６とが比例しなくなる。そのため、電圧変
化検出回路３７は、直流電圧Ｖ３６に含まれるリプル成
分には反応しない構成になっている。制御回路３８は、
検出信号Ｖ３７のレベルに基づき、前記第１の交流電圧
Ｖ３３のパルス幅を負帰還制御するための前記制御信号
ＣＴＢを生成するものである。
ルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さい
電気二重層コンデンサで構成され、脈動電圧Ｖ３５を平
滑化して直流電圧Ｖ３６を図示しない負荷に供給するも
のである。この電気二重層コンデンサは、１００Ｈｚ又
は１２０Ｈｚの周波数において脈動電圧Ｖ３５を十分に
平滑化できる特性を有する。例えば、直流電圧Ｖ３６に
含まれるリプル成分の波高値をこの直流電圧Ｖ３６の１
％以内に抑える場合、電気二重層コンデンサのインピー
ダンスは、負荷インピーダンスの１％以下に設定され
る。電圧変化検出回路３７は、直流電圧Ｖ３６に含まれ
るリプルの周期よりも長い周期における直流電圧Ｖ３６
の変化を検出して検出信号Ｖ３７を出力するものであ
る。この電圧変化検出回路３７が直流電圧Ｖ３６に含ま
れるリプル成分に反応すると、直流電圧Ｖ３６がリプル
成分に対応して制御され、負荷に供給される出力電流と
直流電圧Ｖ３６とが比例しなくなる。そのため、電圧変
化検出回路３７は、直流電圧Ｖ３６に含まれるリプル成
分には反応しない構成になっている。制御回路３８は、
検出信号Ｖ３７のレベルに基づき、前記第１の交流電圧
Ｖ３３のパルス幅を負帰還制御するための前記制御信号
ＣＴＢを生成するものである。
【００１９】図２は、図１中の電圧変化検出回路３７の
電気的構成を示すブロック図である。この電圧変化検出
回路３７には、基準電圧比較部３７ａ、絶縁部３７ｂ、
及びＬＰＦ３７ｃが備えられている。基準電圧比較部３
７ａは、直流電圧Ｖ３６と該直流電圧Ｖ３６の設定値に
対応した基準電圧とを比較して比較結果信号Ｖ３７ａを
出力するものである。絶縁部３７ｂは、例えばホトカプ
ラで構成され、比較結果信号Ｖ３７ａを電気的に絶縁し
た状態で伝達して比較結果信号Ｖ３７ｂを出力するもの
である。ＬＰＦ３７ｃは、比較結果信号Ｖ３７ｂを入力
し、この比較結果信号Ｖ３７ｂから直流電圧Ｖ３６に含
まれるリプルの周波数よりも低い周波数成分のみを通過
させて検出信号Ｖ３７として出力するものである。例え
ば、交流電源ｉｎの周波数が５０Ｈｚで整流回路３１が
全波整流回路である場合、直流電圧Ｖ３６に含まれるリ
プルの周波数は１００Ｈｚになるので、ＬＰＦ３７ｃの
遮断周波数は、１００Ｈｚよりも低い周波数（例えば、
１０Ｈｚ程度）に設定される。
電気的構成を示すブロック図である。この電圧変化検出
回路３７には、基準電圧比較部３７ａ、絶縁部３７ｂ、
及びＬＰＦ３７ｃが備えられている。基準電圧比較部３
７ａは、直流電圧Ｖ３６と該直流電圧Ｖ３６の設定値に
対応した基準電圧とを比較して比較結果信号Ｖ３７ａを
出力するものである。絶縁部３７ｂは、例えばホトカプ
ラで構成され、比較結果信号Ｖ３７ａを電気的に絶縁し
た状態で伝達して比較結果信号Ｖ３７ｂを出力するもの
である。ＬＰＦ３７ｃは、比較結果信号Ｖ３７ｂを入力
し、この比較結果信号Ｖ３７ｂから直流電圧Ｖ３６に含
まれるリプルの周波数よりも低い周波数成分のみを通過
させて検出信号Ｖ３７として出力するものである。例え
ば、交流電源ｉｎの周波数が５０Ｈｚで整流回路３１が
全波整流回路である場合、直流電圧Ｖ３６に含まれるリ
プルの周波数は１００Ｈｚになるので、ＬＰＦ３７ｃの
遮断周波数は、１００Ｈｚよりも低い周波数（例えば、
１０Ｈｚ程度）に設定される。
【００２０】図３は、図１における交流電源ｉｎの電圧
波形ｖｂ及び電流波形ｉｂを示す図であり、縦軸に電圧
値Ｖと電流値Ｉ、及び横軸に時間ｔがとられている。た
だし、この図では、従来技術における図５中の電流波形
ｉａも表示されている。これらの図を参照して、この形
態のスイッチング電源回路の動作を説明する。交流電源
ｉｎが整流回路３１で全波整流されて第１の脈動電圧が
出力され、この第１の脈動電圧がノイズフィルタ３２を
介して伝送され、このノイズフィルタ３２から脈動電圧
Ｖ３２が出力される。脈動電圧Ｖ３２は、スイッチング
回路３３で制御信号ＣＴＢに基づいてオン／オフ制御す
ることにより、制御信号ＣＴＢに対応したパルス幅で周
波数ｆの交流電圧Ｖ３３が出力される。交流電圧Ｖ３３
はトランス３４で交流電圧Ｖ３４に変圧され、この交流
電圧Ｖ３４が整流回路３５で整流されて脈動電圧Ｖ３５
が出力される。脈動電圧Ｖ３５は平滑コンデンサ３６で
平滑化され、直流電圧Ｖ３６が負荷に供給される。ま
た、直流電圧Ｖ３６は、電圧変化検出回路３７で直流電
圧Ｖ３６に含まれるリプルの周期よりも長い周期におけ
る変化が検出され、検出信号Ｖ３７が出力される（電圧
変化検出処理）。
波形ｖｂ及び電流波形ｉｂを示す図であり、縦軸に電圧
値Ｖと電流値Ｉ、及び横軸に時間ｔがとられている。た
だし、この図では、従来技術における図５中の電流波形
ｉａも表示されている。これらの図を参照して、この形
態のスイッチング電源回路の動作を説明する。交流電源
ｉｎが整流回路３１で全波整流されて第１の脈動電圧が
出力され、この第１の脈動電圧がノイズフィルタ３２を
介して伝送され、このノイズフィルタ３２から脈動電圧
Ｖ３２が出力される。脈動電圧Ｖ３２は、スイッチング
回路３３で制御信号ＣＴＢに基づいてオン／オフ制御す
ることにより、制御信号ＣＴＢに対応したパルス幅で周
波数ｆの交流電圧Ｖ３３が出力される。交流電圧Ｖ３３
はトランス３４で交流電圧Ｖ３４に変圧され、この交流
電圧Ｖ３４が整流回路３５で整流されて脈動電圧Ｖ３５
が出力される。脈動電圧Ｖ３５は平滑コンデンサ３６で
平滑化され、直流電圧Ｖ３６が負荷に供給される。ま
た、直流電圧Ｖ３６は、電圧変化検出回路３７で直流電
圧Ｖ３６に含まれるリプルの周期よりも長い周期におけ
る変化が検出され、検出信号Ｖ３７が出力される（電圧
変化検出処理）。
【００２１】この場合、直流電圧Ｖ３６は、基準電圧比
較部３７ａで基準電圧と比較され、基準電圧比較部３７
ａから比較結果信号Ｖ３７ａが出力される（基準電圧比
較処理）。比較結果信号Ｖ３７ａは絶縁部３７ｂに入力
され、絶縁部３７ｂから比較結果信号Ｖ３７ｂが出力さ
れる。比較結果信号Ｖ３７ｂは、ＬＰＦ３７ｃで直流電
圧Ｖ３６に含まれるリプルの周波数成分が除去され、Ｌ
ＰＦ３７ｃから直流電圧Ｖ３６に含まれるリプルの周波
数よりも低い周波数成分のみの検出信号Ｖ３７が出力さ
れる（低域通過処理）。
較部３７ａで基準電圧と比較され、基準電圧比較部３７
ａから比較結果信号Ｖ３７ａが出力される（基準電圧比
較処理）。比較結果信号Ｖ３７ａは絶縁部３７ｂに入力
され、絶縁部３７ｂから比較結果信号Ｖ３７ｂが出力さ
れる。比較結果信号Ｖ３７ｂは、ＬＰＦ３７ｃで直流電
圧Ｖ３６に含まれるリプルの周波数成分が除去され、Ｌ
ＰＦ３７ｃから直流電圧Ｖ３６に含まれるリプルの周波
数よりも低い周波数成分のみの検出信号Ｖ３７が出力さ
れる（低域通過処理）。
【００２２】検出信号Ｖ３７は制御回路３８に入力さ
れ、検出信号Ｖ３７のレベルが基準値よりも低くなった
とき、スイッチング回路３３のオン状態の時間が長くな
るように制御信号ＣＴＢのパルス幅が制御され、直流電
圧Ｖ３６が一定になるように負帰還制御される。また、
検出信号Ｖ３７のレベルが基準値よりも高くなったと
き、スイッチング回路３３のオン状態の時間が短くなる
ように制御信号ＣＴＢのパルス幅が制御され、直流電圧
Ｖ３６が一定になるように負帰還制御される（制御信号
生成処理）。このスイッチング電源回路では、整流回路
３１の後段に平滑コンデンサがないので、図３に示すよ
うに、電流波形ｉｂは電圧波形ｖｂと同様の正弦波にな
り、電流波形ｉａのようなピークは生じない。そのた
め、交流電源ｉｎ側には高調波電流が流れない。
れ、検出信号Ｖ３７のレベルが基準値よりも低くなった
とき、スイッチング回路３３のオン状態の時間が長くな
るように制御信号ＣＴＢのパルス幅が制御され、直流電
圧Ｖ３６が一定になるように負帰還制御される。また、
検出信号Ｖ３７のレベルが基準値よりも高くなったと
き、スイッチング回路３３のオン状態の時間が短くなる
ように制御信号ＣＴＢのパルス幅が制御され、直流電圧
Ｖ３６が一定になるように負帰還制御される（制御信号
生成処理）。このスイッチング電源回路では、整流回路
３１の後段に平滑コンデンサがないので、図３に示すよ
うに、電流波形ｉｂは電圧波形ｖｂと同様の正弦波にな
り、電流波形ｉａのようなピークは生じない。そのた
め、交流電源ｉｎ側には高調波電流が流れない。
【００２３】以上のように、この実施形態では、整流回
路３１の後段に平滑コンデンサがないので、簡単な回路
構成で交流電源ｉｎ側に流れる高調波電流が抑制される
と共に外形が小型化される。そのため、このスイッチン
グ電源回路が接続されている交流電源ｉｎに映像機器や
音声機器が共通に接続されている場合、これらの映像機
器の画質や音声機器の音質の劣化が回避される。さら
に、平滑回路３６が電気二重層コンデンサで構成されて
いるので、従来のアルミ電解コンデンサを使用したもの
と比較してスイッチング電源回路の外形が小型化され
る。そのため、このスイッチング電源回路を小型の装置
に搭載することができる。その上、電圧変化検出回路３
７は、直流電圧Ｖ３６に含まれるリプル成分には反応し
ない構成になっているので、直流電圧Ｖ３６に含まれる
リプルの周波数よりも低い周波数の直流電圧Ｖ３６の変
化が検出され、負荷に供給される出力電流と直流電圧Ｖ
３６とを比例させることができる。
路３１の後段に平滑コンデンサがないので、簡単な回路
構成で交流電源ｉｎ側に流れる高調波電流が抑制される
と共に外形が小型化される。そのため、このスイッチン
グ電源回路が接続されている交流電源ｉｎに映像機器や
音声機器が共通に接続されている場合、これらの映像機
器の画質や音声機器の音質の劣化が回避される。さら
に、平滑回路３６が電気二重層コンデンサで構成されて
いるので、従来のアルミ電解コンデンサを使用したもの
と比較してスイッチング電源回路の外形が小型化され
る。そのため、このスイッチング電源回路を小型の装置
に搭載することができる。その上、電圧変化検出回路３
７は、直流電圧Ｖ３６に含まれるリプル成分には反応し
ない構成になっているので、直流電圧Ｖ３６に含まれる
リプルの周波数よりも低い周波数の直流電圧Ｖ３６の変
化が検出され、負荷に供給される出力電流と直流電圧Ｖ
３６とを比例させることができる。
【００２４】以上、この発明の実施形態を図面により詳
述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られる
ものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計
の変更等があってもこの発明に含まれる。例えば、交流
電源ｉｎは、商用電源に限らず、例えば自家発電機から
出力される交流電源でもよい。平滑回路３６は、電気二
重層コンデンサに限らず、アルミ電解コンデンサよりも
単位容量当りの体積の小さいものが開発されたときに
は、これに置き換えてもよい。また、図１において、整
流回路３５と平滑回路３６との間に例えば抵抗等の突入
電流制限手段を追加し、脈動電圧Ｖ３５をこの突入電流
制限手段を介して平滑回路３６に供給してもよい。
述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られる
ものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計
の変更等があってもこの発明に含まれる。例えば、交流
電源ｉｎは、商用電源に限らず、例えば自家発電機から
出力される交流電源でもよい。平滑回路３６は、電気二
重層コンデンサに限らず、アルミ電解コンデンサよりも
単位容量当りの体積の小さいものが開発されたときに
は、これに置き換えてもよい。また、図１において、整
流回路３５と平滑回路３６との間に例えば抵抗等の突入
電流制限手段を追加し、脈動電圧Ｖ３５をこの突入電流
制限手段を介して平滑回路３６に供給してもよい。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように、この発明の構成に
よれば、第１の整流回路の後段に平滑コンデンサがない
ので、簡単な回路構成で交流電源側に流れる高調波電流
を抑制できると共に外形を小型化できる。そのため、こ
のスイッチング電源回路が接続されている交流電源に例
えば映像機器や音声機器が共通に接続されている場合、
これらの映像機器の画質や音声機器の音質の劣化を回避
できる。さらに、平滑回路が電気二重層コンデンサで構
成されているので、従来のアルミ電解コンデンサを使用
したものと比較してスイッチング電源回路の外形を小型
化できる。そのため、このスイッチング電源回路を小型
の装置に搭載できる。その上、電圧変化検出回路は、直
流電圧に含まれるリプル成分には反応しない構成になっ
ているので、前記直流電圧に含まれるリプルの周波数よ
りも低い周波数の直流電圧の変化が検出され、負荷に供
給される出力電流と直流電圧とを比例させることができ
る。
よれば、第１の整流回路の後段に平滑コンデンサがない
ので、簡単な回路構成で交流電源側に流れる高調波電流
を抑制できると共に外形を小型化できる。そのため、こ
のスイッチング電源回路が接続されている交流電源に例
えば映像機器や音声機器が共通に接続されている場合、
これらの映像機器の画質や音声機器の音質の劣化を回避
できる。さらに、平滑回路が電気二重層コンデンサで構
成されているので、従来のアルミ電解コンデンサを使用
したものと比較してスイッチング電源回路の外形を小型
化できる。そのため、このスイッチング電源回路を小型
の装置に搭載できる。その上、電圧変化検出回路は、直
流電圧に含まれるリプル成分には反応しない構成になっ
ているので、前記直流電圧に含まれるリプルの周波数よ
りも低い周波数の直流電圧の変化が検出され、負荷に供
給される出力電流と直流電圧とを比例させることができ
る。
【図１】この発明の実施形態であるスイッチング電源回
路の電気的構成を示すブロック図である。
路の電気的構成を示すブロック図である。
【図２】同図１中の電圧変化検出回路３７の電気的構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図３】同図１における交流電源ｉｎの電圧波形ｖｂ及
び電流波形ｉｂを示す図である。
び電流波形ｉｂを示す図である。
【図４】従来のスイッチング電源回路のブロック図であ
る。
る。
【図５】図４における交流電源ｉｎの電圧波形ｖａ及び
電流波形ｉａを示す図である。
電流波形ｉａを示す図である。
【図６】文献に記載されたスイッチング電源回路の回路
図である。
図である。
３１，３５ 整流回路
３３ スイッチング回路
３４ トランス（変圧回路）
３６ 平滑回路
３７ 電圧変化検出回路
３７ａ 基準電圧比較部
３７ｃ ＬＰＦ
３８ 制御回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/28
H02M 7/06
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源を全波整流して第１の脈動電圧
を生成する第１の整流回路と、 入力される制御信号に基づいて前記第１の脈動電圧をオ
ン／オフ制御することにより、前記交流電源の周波数よ
りも高い所定の周波数及び前記制御信号に対応したパル
ス幅をもつ第１の交流電圧を生成するスイッチング回路
と、 前記第１の交流電圧を変圧して所定の電圧値の第２の交
流電圧を生成する変圧回路と、 前記第２の交流電圧を整流して第２の脈動電圧を生成す
る第２の整流回路と、 前記第２の脈動電圧を平滑化して直流電圧を生成し、該
直流電圧を負荷に印加する平滑回路と、 前記直流電圧に含まれるリプル成分には反応せず、前記
直流電圧に含まれるリプルの周期よりも長い周期におけ
る前記直流電圧の変化を検出して検出信号を生成する電
圧変化検出回路と、入力される 前記検出信号のレベルに基づき、前記第１の
交流電圧のパルス幅を負帰還制御するための前記制御信
号を生成する制御回路とを備え、かつ、 前記電圧変化検出回路は、前記直流電圧と前記直流電圧
の設定値に対応した基準電圧とを比較して第１の比較結
果信号を出力する基準電圧比較部と、 前記第１の比較結果信号を電気的に絶縁した状態で伝達
して第２の比較結果信号を出力する絶縁部と、 前記第２の比較結果信号から前記直流電圧に含まれるリ
プル周波数よりも低い周波数成分のみを通過させて前記
検出信号を生成するローパスフィルタとを備えてなると
共に、 前記検出信号は、前記ローパスフィルタから、直接、前
記制御回路に入力される構成になされている ことを特徴
とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記平滑回路は、 アルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さ
いコンデンサで構成されていることを特徴とする請求項
１記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項３】 前記平滑回路は、 アルミ電解コンデンサよりも単位容量当りの体積の小さ
い電気二重層コンデンサで構成されていることを特徴と
する請求項１又は２記載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 交流電源を全波整流して第１の脈動電圧
を生成する第１の整流回路と、入力される制御信号に基
づいて前記第１の脈動電圧をオン／オフ制御することに
より、前記交流電源の周波数よりも高い所定の周波数及
び前記制御信号に対応したパルス幅をもつ第１の交流電
圧を生成するスイッチング回路と、前記第１の交流電圧
を変圧して所定の電圧値の第２の交流電圧を生成する変
圧回路と、前記第２の交流電圧を整流して第２の脈動電
圧を生成する第２の整流回路と、前記第２の脈動電圧を
平滑化して直流電圧を生成し、該直流電圧を負荷に印加
する平滑回路とを備えたスイッチング電源回路におい
て、 前記直流電圧に含まれるリプル成分には反応せず、前記
直流電圧に含まれるリプルの周期よりも長い周期におけ
る前記直流電圧の変化を検出して検出信号を生成する電
圧変化検出処理と、生成先から直接入力される 前記検出信号のレベルに基づ
き、前記第１の交流電圧のパルス幅を負帰還制御するた
めの前記制御信号を生成する制御信号生成処理とを行
い、前記電圧変化検出処理は、前記直流電圧のレベルと該直
流電圧の設定値に対応した基準電圧とを比較して第１の
比較結果信号を出力する基準電圧比較処理と、 前記第１の比較結果信号を電気的に絶縁した状態で伝達
して第２の比較結果信号を出力する比較結果信号の伝達
処理と、 前記第２の比較結果信号から前記直流電圧に含まれるリ
プルの周波数よりも低い周波数成分のみを通過させて前
記検出信号として直接前記制御回路に出力する低域通過
処理 とを行うことを特徴とするスイッチング電源回路の
制御方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000073177A JP3506649B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | スイッチング電源回路及びその制御方法 |
| KR10-2001-0013233A KR100430793B1 (ko) | 2000-03-15 | 2001-03-14 | 스위칭 전원 회로 및 그 제어 방법 |
| TW090106020A TWI228861B (en) | 2000-03-15 | 2001-03-14 | Switching power circuit and control method for switching power circuit |
| US09/805,140 US6580624B2 (en) | 2000-03-05 | 2001-03-14 | Switching power circuit with a filter for controlling noise of a switching frequency and method of same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000073177A JP3506649B2 (ja) | 2000-03-15 | 2000-03-15 | スイッチング電源回路及びその制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001268904A JP2001268904A (ja) | 2001-09-28 |
| JP3506649B2 true JP3506649B2 (ja) | 2004-03-15 |
Family
ID=18591463
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000073177A Expired - Fee Related JP3506649B2 (ja) | 2000-03-05 | 2000-03-15 | スイッチング電源回路及びその制御方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6580624B2 (ja) |
| JP (1) | JP3506649B2 (ja) |
| KR (1) | KR100430793B1 (ja) |
| TW (1) | TWI228861B (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7030689B2 (en) * | 2004-03-02 | 2006-04-18 | Agilent Technologies, Inc. | Isolated DC-to-DC converter |
| JP2006129687A (ja) | 2004-10-01 | 2006-05-18 | Nec Tokin Corp | Ａｃアダプタ |
| JP2006223008A (ja) * | 2005-02-08 | 2006-08-24 | Hitachi Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| TW200537794A (en) * | 2005-08-04 | 2005-11-16 | Topower Computer Ind Co Ltd | Output voltage circuit of power supply device |
| KR100823923B1 (ko) * | 2006-04-10 | 2008-04-22 | 엘지전자 주식회사 | 직류 전원 공급 장치 및 그 방법 |
| US8077484B2 (en) | 2010-04-29 | 2011-12-13 | Power Integrations, Inc. | Apparatus and method for detecting a change in output voltage of an isolated power converter |
| JP2013236453A (ja) * | 2012-05-08 | 2013-11-21 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| CN105223791B (zh) * | 2014-06-30 | 2018-01-30 | 京瓷办公信息系统株式会社 | 电子设备 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR920003586Y1 (ko) * | 1990-04-14 | 1992-05-30 | 주식회사 금성사 | 마그네트론 구동 전원회로 |
| KR940005058B1 (ko) * | 1992-02-14 | 1994-06-10 | 삼성전자 주식회사 | 전자레인지의 출력안정화회로 및 그 방법 |
| CN1065106C (zh) * | 1993-11-15 | 2001-04-25 | 松下电工株式会社 | 电源装置 |
| JPH08154378A (ja) * | 1994-09-30 | 1996-06-11 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| DE19611401C2 (de) * | 1996-03-22 | 2000-05-31 | Danfoss As | Frequenzumrichter für einen Elektromotor |
-
2000
- 2000-03-15 JP JP2000073177A patent/JP3506649B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2001
- 2001-03-14 KR KR10-2001-0013233A patent/KR100430793B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2001-03-14 TW TW090106020A patent/TWI228861B/zh not_active IP Right Cessation
- 2001-03-14 US US09/805,140 patent/US6580624B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20010022737A1 (en) | 2001-09-20 |
| TWI228861B (en) | 2005-03-01 |
| KR100430793B1 (ko) | 2004-05-10 |
| JP2001268904A (ja) | 2001-09-28 |
| US6580624B2 (en) | 2003-06-17 |
| KR20010092339A (ko) | 2001-10-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20031216 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20031216 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071226 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081226 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081226 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091226 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101226 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101226 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111226 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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