JP2015154434A

JP2015154434A - 分波器

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Publication number: JP2015154434A
Application number: JP2014029111A
Authority: JP
Inventors: 和寛塚本; Kazuhiro Tsukamoto; 壯氏木島; Takeshi Kijima
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2014-02-19
Filing date: 2014-02-19
Publication date: 2015-08-24

Abstract

【課題】第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合において、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を分離するのに適した分波器であって、低損失化および小型化が可能な分波器を実現する。
【解決手段】分波器１は、共通ポート２と第１の信号ポート３との間に設けられた移相器１０と、共通ポート２と第２の信号ポート４との間に設けられ、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号の通過を阻止するノッチフィルタ２０と、第１の信号ポート３に接続されたバンドパスフィルタ４０を備えている。バンドパスフィルタ４０は、弾性波共振器を用いて構成されている。移相器１０は、共通ポート２と第１の信号ポート３とを接続する直列のキャパシタＣ１１，Ｃ１２と、キャパシタＣ１１，Ｃ１２の接続点とグランドを接続するインダクタＬ１１とによって構成されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、互いに周波数帯域が異なる複数の信号を分離する分波器に関する。

近年、携帯電話機やスマートフォンに代表される小型移動体通信機器では、多機能化、マルチシステム（マルチバンド）化が進んでいる。また、この小型移動体通信機器では、小型化、省スペース化、低コスト化の観点から、システムおよび使用周波数帯域が異なる複数のアプリケーションで共通に使用されるアンテナを設け、このアンテナが送受信する複数の信号を、分波器を用いて分離する構成が広く用いられている。

従来、互いに周波数帯域が異なる２つの信号を分離する分波器としては、第１および第２のフィルタを備えたダイプレクサが知られている。このダイプレクサは、共通ポートと、第１の信号ポートと、第２の信号ポートとを備えている。第１のフィルタは共通ポートと第１の信号ポートとの間に設けられ、第２のフィルタは共通ポートと第２の信号ポートとの間に設けられている。第１のフィルタは例えばローパスフィルタまたはバンドパスフィルタであり、第２のフィルタは例えばハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタである。

小型移動体通信機器では、比較的近い２つの周波数帯域の２つの信号を、分波器を用いて分離する必要が生じる場合がある。比較的近い２つの周波数帯域の組み合わせの例としては、ＧＰＳ、ＧＬＯＮＡＳＳ等の全地球測位システムで使用されている１．６ＧＨｚ近傍の周波数帯域と、携帯電話機や無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）等で使用されている約１．８〜２．７ＧＨｚの周波数帯域の組み合わせがある。

全地球測位システムでは、狭い周波数帯域が使用される。全地球測位システムの信号を含む複数の信号を分離する分波器において、全地球測位システムの信号を選択的に通過させるフィルタには、通過帯域が狭く、且つ阻止帯域における減衰量が大きいことが要求される。このような要求を満たすフィルタを、インダクタとキャパシタを用いて構成されたＬＣフィルタで実現することは困難である。そのため、従来は、ＬＣフィルタの後段に、弾性表面波共振器を用いて構成されたバンドパスフィルタ（以下、ＳＡＷフィルタと記す。）を設けて、全地球測位システムの信号を選択的に通過させる信号経路を形成することが行われていた。

特許文献１には、周波数の最も低い第１の信号と、中間の周波数の第２の信号と、周波数の最も高い第３の信号とを分離するトリプレクサが記載されている。このトリプレクサは、第１の信号を通過させるローパスフィルタと、第２の信号と第３の信号を通過させるハイパスフィルタと、ハイパスフィルタを通過した信号から第３の信号を分離するノッチフィルタと、ハイパスフィルタを通過した信号から第２の信号を分離するバンドパスフィルタとを備えている。バンドパスフィルタは、ＳＡＷフィルタによって構成されている。ＳＡＷフィルタの前段には、インダクタのみによって構成された位相シフタが設けられている。

特開２００６−１０８８２４号公報

ここで、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合において、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を分離するための分波器の第１および第２の構成について考える。第１の周波数帯域と第２の周波数帯域の組み合わせの例としては、前述の１．６ＧＨｚ近傍の周波数帯域と約１．８〜２．７ＧＨｚの周波数帯域の組み合わせがある。

第１の構成は、第１の信号を通過させる第１の信号経路に、第１のＬＣフィルタと、その後段に位置するＳＡＷフィルタとを設け、第２の信号を通過させる第２の信号経路に第２のＬＣフィルタを設けた構成である。第１のＬＣフィルタは例えばローパスフィルタまたはバンドパスフィルタであり、第２のＬＣフィルタは例えばハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタである。

第２の構成は、特許文献１に記載された技術を用いて、第１の信号を通過させる第１の信号経路に、ＳＡＷフィルタと、その前段に位置するインダクタのみによって構成された位相シフタとを設け、第２の信号を通過させる第２の信号経路にノッチフィルタを設けた構成である。

第１の構成では、以下のような問題点がある。一般的に、それぞれＬＣフィルタからなるローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタでは、通過帯域のうちの遮断周波数に近い周波数領域における減衰量が比較的大きくなる。この減衰量が小さくなるようなＬＣフィルタを実現しようとすると、ＬＣフィルタが大型化する。第１の構成では、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近いと、第１のＬＣフィルタの通過帯域のうちの遮断周波数に近い周波数領域と第１の周波数帯域がオーバーラップし、第２のＬＣフィルタの通過帯域のうちの遮断周波数に近い周波数領域と第２の周波数帯域がオーバーラップする。そのため、第１の構成では、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失と、第２の周波数帯域における第２の信号経路の挿入損失が共に大きくなるか、これらの挿入損失を小さくしようとすると第１および第２のＬＣフィルタが大型化するという問題点がある。

第２の構成では、位相シフタを構成するインダクタとして、大きなインダクタンスを有するものが必要になる。そのため、第２の構成では、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失が大きくなるという問題点がある。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合において、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を分離するのに適した分波器であって、低損失化および小型化が可能な分波器を提供することにある。

本発明の分波器は、共通ポートと、第１の信号ポートと、第２の信号ポートと、共通ポートと第１の信号ポートとの間に設けられた移相器と、共通ポートと第２の信号ポートとの間に設けられ、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号の通過を阻止するノッチフィルタとを備えている。移相器は、共通ポートと第１の信号ポートとを接続する第１の経路と、第１の経路とグランドとを接続する第２の経路とを有している。第１の経路は、１つ以上のキャパシタを含むがインダクタを含まない。第２の経路は、インダクタを含むがキャパシタを含まない。

本発明の分波器では、共通ポートと第１の信号ポートとの間の信号経路を第１の信号経路と呼び、共通ポートと第２の信号ポートとの間の信号経路を第２の信号経路と呼ぶと、第２の信号経路に設けられたノッチフィルタが第１の信号の通過を阻止するため、第１の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第１の信号経路を選択的に通過する。また、本発明の分波器では、弾性波共振器を用いて構成されて第１の信号を選択的に通過させるバンドパスフィルタを、第１の信号ポートに接続することにより、第１の周波数帯域とは異なる第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を、第１および第２の信号経路のうち、第２の信号経路を選択的に通過させることが可能になる。

本発明の分波器において、第１の経路は、直列に接続された第１のキャパシタと第２のキャパシタを含んでいてもよく、第２の経路は、第１のキャパシタと第２のキャパシタの接続点とグランドとの間に設けられたインダクタを含んでいてもよい。

また、本発明の分波器は、更に、第１の信号ポートに接続されたバンドパスフィルタを備えていてもよい。バンドパスフィルタは、弾性波共振器を用いて構成され、第１の信号を選択的に通過させる。この場合、ノッチフィルタにおける最も減衰量が大きい周波数は、バンドパスフィルタの通過帯域内に存在していてもよい。また、第１の周波数帯域とは異なる第２の周波数帯域において、第１の信号ポートからバンドパスフィルタを見たときの反射係数の虚数部は負の値であってもよい。また、移相器は、第２の周波数帯域において、第１の信号ポートからバンドパスフィルタを見たときの反射係数に比べて、共通ポートからバンドパスフィルタを見たときの反射係数の実数部を１に近づけ、共通ポートからバンドパスフィルタを見たときの反射係数の虚数部を０に近づけるものであってもよい。また、第２の周波数帯域は、第１の周波数帯域よりも高い周波数帯域であってもよい。

本発明の分波器では、前述のように、第１の信号ポートにバンドパスフィルタを接続することにより、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号を、第１および第２の信号経路のうち、第１の信号経路を選択的に通過させ、第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を、第１および第２の信号経路のうち、第２の信号経路を選択的に通過させることが可能になる。本発明では、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合であっても、分波器を大型化することなく、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失と、第２の周波数帯域における第２の信号経路の挿入損失のいずれをも小さくすることが可能になる。従って、本発明によれば、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合において、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を分離するのに適した分波器であって、低損失化および小型化が可能な分波器を実現することが可能になるという効果を奏する。

本発明の一実施の形態に係る分波器の構成を示す回路図である。図１に示した分波器の特性の一例を示す特性図である。図２に示した特性の一部を拡大して示す特性図である。比較例の分波器の構成を示す回路図である。図４に示した分波器の特性の一例を示す特性図である。図５に示した特性の一部を拡大して示す特性図である。バンドパスフィルタを含まない場合における本発明の一実施の形態に係る分波器の特性の一例を示す特性図である。本発明の一実施の形態に係る分波器の第１の変形例の構成を示す回路図である。本発明の一実施の形態に係る分波器の第２の変形例の構成を示す回路図である。本発明の一実施の形態に係る分波器の第３の変形例の構成を示す回路図である。

以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。始めに、図１を参照して、本発明の一実施の形態に係る分波器の構成について説明する。本実施の形態に係る分波器１は、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と、第１の周波数帯域とは異なる第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を分離するものである。分波器１は、共通ポート２と、第１の信号ポート３と、第２の信号ポート４とを備えている。

分波器１は、更に、共通ポート２と第１の信号ポート３との間に設けられた移相器１０と、共通ポート２と第２の信号ポート４との間に設けられたノッチフィルタ２０と、共通ポート２とノッチフィルタ２０との間に設けられた整合回路３０と、第１の信号ポート３に接続されたバンドパスフィルタ４０とを備えている。ノッチフィルタ２０は、第１の信号の通過を阻止する。

バンドパスフィルタ４０は、弾性波共振器を用いて構成され、第１の信号を選択的に通過させ、第２の信号の通過を阻止する。すなわち、バンドパスフィルタ４０は、第１の周波数帯域と一致するか、第１の周波数帯域よりもわずかに広い通過帯域を有している。弾性波共振器とは、弾性波素子を用いて構成された共振器である。弾性波素子とは、弾性波を利用した素子である。弾性波素子は、弾性表面波を利用する弾性表面波素子でもよいし、バルク弾性波を利用するバルク弾性波素子でもよい。弾性表面波素子が圧電体の表面を伝播する音波（弾性表面波）を利用しているのに対し、バルク弾性波素子は、圧電体の内部を伝播する音波（バルク弾性波）を利用するものである。一般的に、弾性波共振器は、インダクタとキャパシタを用いて構成されたＬＣ共振器に比べて、急峻な周波数特性、すなわち大きなＱ値を実現するのに適している。

ここで、共通ポート２と第１の信号ポート３との間の信号経路を第１の信号経路と呼び、共通ポート２と第２の信号ポート４との間の信号経路を第２の信号経路と呼ぶ。第１の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第１の信号経路を選択的に通過する。第２の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第２の信号経路を選択的に通過する。

第１の周波数帯域は、例えば、全地球測位システムで使用されている１．６ＧＨｚ近傍の狭い周波数帯域である。第２の周波数帯域は、例えば、携帯電話機や無線ＬＡＮ等で使用されている約１．８〜２．７ＧＨｚの周波数帯域である。

移相器１０は、共通ポート２と第１の信号ポート３とを接続する第１の経路と、第１の経路とグランドとを接続する第２の経路とを有している。第１の経路は、１つ以上のキャパシタを含むがインダクタを含まない。第２の経路は、インダクタを含むがキャパシタを含まない。本実施の形態では特に、第１の経路は、直列に接続された第１のキャパシタＣ１１と第２のキャパシタＣ１２を含み、第２の経路は、第１のキャパシタＣ１１と第２のキャパシタＣ１２の接続点とグランドとの間に設けられたインダクタＬ１１のみを含んでいる。

移相器１０は、第１の信号ポート３にバンドパスフィルタ４０が接続された状態で、第１の周波数帯域に関しては、共通ポート２から見た第１の信号経路の反射係数の絶対値が０またはその近傍の値になり、第２の周波数帯域に関しては、共通ポート２から見た第１の信号経路の反射係数が１またはその近傍の値になるように、第１の信号経路のインピーダンス特性を調整する。

本実施の形態では特に、第２の周波数帯域は、第１の周波数帯域よりも高い周波数帯域であり、第２の周波数帯域において、第１の信号ポート３からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数の虚数部は負の値である。移相器１０は、第２の周波数帯域において、第１の信号ポート３からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数に比べて、共通ポート２からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数の実数部を１に近づけ、共通ポート２からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数の虚数部を０に近づける。

ノッチフィルタ２０は、例えば、並列に接続されたインダクタＬ２１とキャパシタＣ２１によって構成されている。整合回路３０は、例えば、インダクタＬ３１とキャパシタＣ３１によって構成されている。インダクタＬ３１の一端は、共通ポート２に接続されている。キャパシタＣ３１の一端は、インダクタＬ３１の他端に接続されている。キャパシタＣ３１の他端は、グランドに接続されている。インダクタＬ２１の一端とキャパシタＣ２１の一端は、インダクタＬ３１の他端に接続されている。インダクタＬ２１の他端とキャパシタＣ２１の他端は、第２の信号ポート４に接続されている。

ノッチフィルタ２０における最も減衰量が大きい周波数は、バンドパスフィルタ４０の通過帯域内に存在する。バンドパスフィルタ４０の通過帯域は、バンドパスフィルタ４０の通過減衰特性において、減衰量の最小値に比べて減衰量が３ｄＢだけ増加するときの２つの周波数の間の帯域である。整合回路３０は、第２の周波数帯域に関しては、共通ポート２から見た第２の信号経路の反射係数の絶対値が０またはその近傍の値になり、第１の周波数帯域に関しては、共通ポート２から見た第２の信号経路の反射係数が１またはその近傍の値になるように、第２の信号経路のインピーダンス特性を調整する。

分波器１は、積層された複数の誘電体層と複数の導体層とを含む積層体を用いて構成されていてもよい。この場合、共通ポート２、第１の信号ポート３および第２の信号ポート４は、積層体の外周部に配置されていてもよい。また、積層体の外周部には、グランドに接続される端子が設けられていてもよい。バンドパスフィルタ４０は、積層体に搭載されていてもよいし、積層体とは別体にされていてもよい。

なお、本実施の形態に係る分波器１は、バンドパスフィルタ４０を含んでいなくてもよい。すなわち、分波器１は、バンドパスフィルタ４０を含まない態様でも使用することが可能である。これについては、後で詳しく説明する。

次に、本実施の形態に係る分波器１の作用について説明する。この分波器１では、第１の信号ポート３に接続されたバンドパスフィルタ４０が第１の信号を選択的に通過させ、第２の信号経路に設けられたノッチフィルタ２０が第１の信号の通過を阻止するため、第１の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第１の信号経路を選択的に通過する。第１の信号経路を通過する第１の信号は、バンドパスフィルタ４０も通過する。また、バンドパスフィルタ４０を第１の信号ポート３に接続した状態では、第２の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第２の信号経路を選択的に通過する。

図２に、第１の信号ポート３にバンドパスフィルタ４０が接続された状態における分波器１の特性の一例を示す。図３は、図２に示した特性の一部を拡大して示している。図２および図３において、横軸は周波数、縦軸は減衰量である。図２および図３において、符号５１を付した曲線は、第１の信号経路の通過減衰特性を示している。また、符号５２を付した曲線は第２の信号経路の通過減衰特性を示している。

次に、第１および第２の比較例の分波器と比較しながら、本実施の形態に係る分波器１の効果について説明する。初めに、図４を参照して、第１の比較例の分波器１０１の構成について説明する。分波器１０１は、本実施の形態に係る分波器１における移相器１０の代わりに、インダクタＬ１２０およびローパスフィルタ１１０を備えている。また、分波器１０１は、本実施の形態に係る分波器１における整合回路３０およびノッチフィルタ２０に代わりに、ハイパスフィルタ１３０を備えている。

インダクタＬ１２０の一端は、共通ポート２に接続されている。ローパスフィルタ１１０は、インダクタＬ１１１とキャパシタＣ１１１，１１２によって構成されている。インダクタＬ１１１とキャパシタＣ１１１，１１２の各一端は、インダクタＬ１２０の他端に接続されている。インダクタＬ１１１とキャパシタＣ１１１の各他端は、第１の信号ポート３に接続されている。キャパシタＣ１１２の他端は、グランドに接続されている。

ローパスフィルタ１１０は、第１の信号を通過させ、第２の信号の通過を阻止する。インダクタＬ１２０は、第１の信号ポート３にバンドパスフィルタ４０が接続された状態で、第１の周波数帯域に関しては、共通ポート２から見た第１の信号経路の反射係数の絶対値が０またはその近傍の値になり、第２の周波数帯域に関しては、共通ポート２から見た第１の信号経路の反射係数が１またはその近傍の値になるように、第１の信号経路のインピーダンス特性を調整する。

ハイパスフィルタ１３０は、キャパシタＣ１３１，Ｃ１３２，Ｃ１３３とインダクタＬ１３１によって構成されている。キャパシタＣ１３１の一端は、共通ポート２に接続されている。キャパシタＣ１３２，Ｃ１３３の各一端は、キャパシタＣ１３１の他端に接続されている。キャパシタＣ１３２の他端は、第２の信号ポート４に接続されている。インダクタＬ１３１の一端は、キャパシタＣ１３３の他端に接続されている。インダクタＬ１３１の他端は、グランドに接続されている。ハイパスフィルタ１３０は、第２の信号を通過させ、第１の信号の通過を阻止する。

図５に、第１の信号ポート３にバンドパスフィルタ４０が接続された状態における分波器１０１の特性の一例を示す。図６は、図５に示した特性の一部を拡大して示している。図５および図６において、横軸は周波数、縦軸は減衰量である。図５および図６において、符号１５１を付した曲線は、第１の信号経路の通過減衰特性を示している。また、符号１５２を付した曲線は第２の信号経路の通過減衰特性を示している。

次に、第１の比較例の分波器１０１の問題点について説明する。ローパスフィルタ１１０とハイパスフィルタ１３０では、通過帯域のうちの遮断周波数に近い周波数領域における減衰量が比較的大きくなる。この減衰量が小さくなるようなフィルタ１１０，１３０を実現しようとすると、フィルタ１１０，１３０が大型化する。第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合、ローパスフィルタ１１０の通過帯域のうちの遮断周波数に近い周波数領域と第１の周波数帯域がオーバーラップし、ハイパスフィルタ１３０の通過帯域のうちの遮断周波数に近い周波数領域と第２の周波数帯域がオーバーラップする。そのため、分波器１０１では、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失と、第２の周波数帯域における第２の信号経路の挿入損失が共に大きくなるか、これらの挿入損失を小さくしようとするとフィルタ１１０，１３０が大型化するという問題点がある。

図５および図６に示した分波器１０１の特性の例では、第１の周波数帯域内の１．５７５ＧＨｚと１．６１ＧＨｚにおける第１の信号経路の挿入損失は、それぞれ１．７９ｄＢと２．６７ＧＨｚである。また、この例では、第２の周波数帯域内の１．８０５ＧＨｚにおける第２の信号経路の挿入損失は、１．３２ＧＨｚである。

次に、分波器１０１と比較したときの本実施の形態に係る分波器１の効果について説明する。分波器１における第１の信号経路は、ＬＣフィルタからなるローパスフィルタを含まず、移相器１０を含んでいる。また、分波器１における第２の信号経路は、ＬＣフィルタからなるハイパスフィルタを含まず、整合回路３０およびノッチフィルタ２０を含んでいる。分波器１では、このようにローパスフィルタおよびハイパスフィルタを含んでいないが、前述のように、第１の信号ポート２にバンドパスフィルタ４０を接続することにより、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号を、第１および第２の信号経路のうち、第１の信号経路を選択的に通過させ、第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を、第１および第２の信号経路のうち、第２の信号経路を選択的に通過させることが可能になる。

本実施の形態における移相器１０は、共通ポート２と第１の信号ポート３とを接続する第１の経路と、第１の経路とグランドとを接続する第２の経路とを有し、第１の経路は、１つ以上のキャパシタを含むがインダクタを含んでいない。この移相器１０では、広い周波数範囲にわたって減衰量が小さい。そのため、移相器１０は、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合でも、第１の比較例の分波器１０１におけるローパスフィルタ１１０に比べて、第１の周波数帯域における減衰量を小さくすることができる。そのため、分波器１では、分波器１０１に比べて、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失を小さくすることが可能になる。

また、ノッチフィルタ２０では、ノッチフィルタ２０の狭い阻止帯域以外における減衰量が小さい。そのため、ノッチフィルタ２０は、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合でも、第１の比較例の分波器１０１におけるハイパスフィルタ１３０に比べて、第２の周波数帯域における減衰量を小さくすることができる。そのため、分波器１では、分波器１０１に比べて、第２の周波数帯域における第２の信号経路の挿入損失を小さくすることが可能になる。

図２および図３に示した例では、第１の周波数帯域内の１．５７５ＧＨｚと１．６１ＧＨｚにおける第１の信号経路の挿入損失は、それぞれ１．４２ｄＢと２．２３ＧＨｚである。また、この例では、第２の周波数帯域内の１．８０４ＧＨｚにおける第２の信号経路の挿入損失は、０．８４ＧＨｚである。このように、分波器１では、分波器１０１に比べて、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失と、第２の周波数帯域における第２の信号経路の挿入損失のいずれをも小さくすることが可能になる。

次に、第２の比較例の分波器の構成と問題点について説明する。第２の比較例の分波器は、特許文献１に記載された技術を用いて、本実施の形態における移相器１０の代わりに、インダクタのみによって構成された移相器を設けた構成としたものである。

一般的に、弾性波共振器を用いて構成されたバンドパスフィルタ４０では、その通過帯域よりも高く、且つ通過帯域に近い第２の周波数帯域において、第１の信号ポート３からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数の虚数部は負の値となる。言い換えると、第２の周波数帯域において第１の信号ポート３からバンドパスフィルタ４０を見たときのインピーダンスは、スミスチャートにおいて下半分の領域（反射係数の虚数部が負の値である領域）に存在する。これは、本実施の形態および第２の比較例にも当てはまる。

第２の比較例では、インダクタのみによって構成された移相器は、第２の周波数帯域において、第１の信号ポート３からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数に比べて、共通ポート２からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数の実数部を１に近づけ、共通ポート２からバンドパスフィルタ４０を見たときの反射係数の虚数部を０に近づける。信号経路に直列に設けられたインダクタは、スミスチャート上で、インピーダンスを時計回り方向に回転させる。従って、第２の比較例における移相器は、スミスチャート上で、第２の周波数帯域において第１の信号ポート３からバンドパスフィルタ４０を見たときのインピーダンスに比べて、第２の周波数帯域において共通ポート２からバンドパスフィルタ４０を見たときのインピーダンスを、時計回り方向に１８０°よりも大きい角度だけ回転させる必要がある。そのため、移相器を構成するインダクタとして、大きなインダクタンスを有するものが必要になる。第２の比較例では、このようなインダクタが、共通ポート２と第１の信号ポート３とを接続する第１の経路に挿入されているため、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失が大きくなるという問題点がある。

本実施の形態における移相器１０では、キャパシタＣ１１，Ｃ１２とインダクタＬ１１は、いずれも、スミスチャート上で、インピーダンスを反時計回り方向に回転させる。従って、本実施の形態における移相器１０は、スミスチャート上で、第２の周波数帯域において第１の信号ポート３からバンドパスフィルタ４０を見たときのインピーダンスに比べて、第２の周波数帯域において共通ポート２からバンドパスフィルタ４０を見たときのインピーダンスを、反時計回り方向に１８０°よりも小さい角度だけ回転させればよい。移相器１０では、第２の比較例における移相器のように第１の経路に挿入されたインダクタを含んでいない。そのため、本実施の形態における移相器１０は、第２の比較例における移相器に比べて、第１の周波数帯域における第１の信号経路の挿入損失の増加を抑制することができる。

以上のことから、本実施の形態によれば、第１の周波数帯域と第２の周波数帯域が比較的近い場合において、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号を分離するのに適した分波器１であって、低損失化および小型化が可能な分波器１を実現することが可能になる。

なお、ここまでは、第２の周波数帯域が第１の周波数帯域よりも高い周波数帯域である場合について説明してきた。しかし、本実施の形態に係る分波器１は、第２の周波数帯域が第１の周波数帯域よりも低い周波数帯域である場合にも適用することができる。以下、これについて、図２を参照して説明する。図２に示した例では、第２の信号経路の通過減衰特性において、減衰量の最小値と比べたときの減衰量の増加量が３ｄＢ以下となり、且つ第１の信号経路の通過減衰特性において、減衰量の最小値と比べたときの減衰量の増加量が３ｄＢよりも十分に大きい周波数帯域が、１．６ＧＨｚ近傍の第１の周波数帯域に対して高周波数側のみならず、低周波数側にも存在する。そのため、分波器１は、例えば、第１の周波数帯域を１．６ＧＨｚ近傍の周波数帯域とし、第２の周波数帯域を第１の周波数帯域よりも低い周波数帯域として、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と、第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号とを分離する分波器として使用することが可能である。この場合、第１の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第１の信号経路を選択的に通過し、第２の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第２の信号経路を選択的に通過する。図２に示した例では、第２の信号経路は、約０．５〜１．０ＧＨｚの周波数帯域内の周波数の信号を通過させる。この場合、第２の周波数帯域を、例えば、携帯電話機等で使用される約０．７〜１．０ＧＨｚの周波数帯域とすることができる。

また、本実施の形態に係る分波器１は、バンドパスフィルタ４０を含まない態様で、第２の周波数帯域が第１の周波数帯域よりも低い周波数帯域である場合に適用することができる。以下、これについて、図７を参照して説明する。図７は、バンドパスフィルタ４０を含まない場合における分波器１の特性の一例を示す特性図である。図７において、横軸は周波数、縦軸は減衰量である。図７において、符号６１を付した曲線は、第１の信号経路の通過減衰特性を示している。また、符号６２を付した曲線は第２の信号経路の通過減衰特性を示している。

図７に示した例では、第１の信号経路の通過減衰特性において、減衰量の最小値と比べたときの減衰量の増加量が３ｄＢ以下となり、且つ第２の信号経路の通過減衰特性において、減衰量の最小値と比べたときの減衰量の増加量が３ｄＢよりも十分に大きい周波数帯域が１．６ＧＨｚ近傍に存在する。また、図７に示した例では、第２の信号経路の通過減衰特性において、減衰量の最小値と比べたときの減衰量の増加量が３ｄＢ以下となり、且つ第１の信号経路の通過減衰特性において、減衰量の最小値と比べたときの減衰量の増加量が３ｄＢよりも十分に大きい周波数帯域が約０．５〜１．０ＧＨｚに存在する。そのため、バンドパスフィルタ４０を含まない態様の分波器１は、例えば、第１の周波数帯域を１．６ＧＨｚ近傍の周波数帯域とし、第２の周波数帯域を約０．７〜１．０ＧＨｚの周波数帯域として、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号と、第２の周波数帯域内の周波数の第２の信号とを分離する分波器として使用することが可能である。この場合、第１の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第１の信号経路を選択的に通過し、第２の信号は、第１および第２の信号経路のうち、第２の信号経路を選択的に通過する。

以下、本実施の形態に係る分波器１の第１ないし第３の変形例について説明する。始めに、図８を参照して、分波器１の第１の変形例について説明する。図８は、分波器１の第１の変形例の構成を示す回路図である。第１の変形例に係る分波器１は、移相器１０の構成が、図１に示した分波器１と異なっている。第１の変形例に係る分波器１における移相器１０は、共通ポート２と第１の信号ポート３とを接続する第１の経路と、第１の経路とグランドとを接続する第２の経路とを有している。第１の経路は、１つのキャパシタＣ１２のみを含んでいる。キャパシタＣ１２の一端は共通ポート２に接続され、キャパシタＣ１２の他端は第１の信号ポート３に接続されている。第２の経路は、キャパシタＣ１２の一端とグランドとの間に設けられたインダクタＬ１１のみを含んでいる。第１の変形例における移相器１０の作用は、図１に示した移相器１０と同様である。

なお、第１の変形例に係る分波器１は、第２の周波数帯域が第１の周波数帯域よりも低い周波数帯域である場合に適用することはできない。それは、第１の変形例における移相器１０が図１に示したキャパシタＣ１１を含んでいないため、第１の周波数帯域よりも低い周波数帯域内の周波数の信号の一部が、インダクタＬ１１を経由してグランドに流れるためである。第１の変形例に係る分波器１におけるその他の構成、作用および効果は、図１に示した分波器１と同様である。

次に、図９を参照して、分波器１の第２の変形例について説明する。図９は、分波器１の第２の変形例の構成を示す回路図である。第２の変形例に係る分波器１は、整合回路３０の構成が、図１に示した分波器１と異なっている。第２の変形例に係る分波器１における整合回路３０は、図１に示したキャパシタＣ３１を含まず、図１に示したインダクタＬ３１のみを含んでいる。第２の変形例における整合回路３０の作用は、図１に示した整合回路３０と同様である。第２の変形例に係る分波器１におけるその他の構成、作用および効果は、図１に示した分波器１と同様である。

次に、図１０を参照して、分波器１の第３の変形例について説明する。図１０は、分波器１の第３の変形例の構成を示す回路図である。第３の変形例に係る分波器１は、整合回路３０の構成とノッチフィルタ２０の構成が、図１に示した分波器１と異なっている。第３の変形例における整合回路３０は、第２の変形例における整合回路３０と同様に、図１に示したキャパシタＣ３１を含まず、図１に示したインダクタＬ３１のみを含んでいる。インダクタＬ３１の一端は、共通ポート２に接続されている。インダクタＬ３１の他端は、第２の信号ポート４に接続されている。

また、第３の変形例におけるノッチフィルタ２０は、キャパシタＣ２２とインダクタＬ２２によって構成されている。キャパシタＣ２２の一端は、第２の信号ポート４に接続されている。インダクタＬ２２の一端は、キャパシタＣ２２の他端に接続されている。インダクタＬ２２の他端は、グランドに接続されている。第３変形例に係る分波器１におけるノッチフィルタ２０の作用は、図１に示したノッチフィルタ２０と同様である。第３の変形例に係る分波器１におけるその他の構成、作用および効果は、図１に示した分波器１と同様である。

なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず、種々の変更が可能である。例えば、本発明の分波器は、互いに周波数帯域が異なる３つ以上の信号を分離する構成であってもよい。この場合、分波器は、上記実施の形態における第１および第２の信号経路の他に、１つ以上の追加の信号経路を備え、各追加の信号経路にフィルタが設けられていてもよい。

１…分波器、２…共通ポート、３…第１の信号ポート、４…第２の信号ポート、１０…移相器、２０…ノッチフィルタ、３０…整合回路、４０…バンドパスフィルタ。

Claims

共通ポートと、
第１の信号ポートと、
第２の信号ポートと、
前記共通ポートと前記第１の信号ポートとの間に設けられた移相器と、
前記共通ポートと前記第２の信号ポートとの間に設けられ、第１の周波数帯域内の周波数の第１の信号の通過を阻止するノッチフィルタとを備え、
前記移相器は、前記共通ポートと前記第１の信号ポートとを接続する第１の経路と、前記第１の経路とグランドとを接続する第２の経路とを有し、
前記第１の経路は、１つ以上のキャパシタを含むがインダクタを含まず、
前記第２の経路は、インダクタを含むがキャパシタを含まないことを特徴とする分波器。
前記第１の経路は、直列に接続された第１のキャパシタと第２のキャパシタを含み、前記第２の経路は、前記第１のキャパシタと前記第２のキャパシタの接続点とグランドとの間に設けられたインダクタを含むことを特徴とする請求項１記載の分波器。
更に、前記第１の信号ポートに接続されたバンドパスフィルタを備え、
前記バンドパスフィルタは、弾性波共振器を用いて構成され、前記第１の信号を選択的に通過させることを特徴とする請求項１または２記載の分波器。
前記ノッチフィルタにおける最も減衰量が大きい周波数は、前記バンドパスフィルタの通過帯域内に存在することを特徴とする請求項３記載の分波器。
前記第１の周波数帯域とは異なる第２の周波数帯域において、前記第１の信号ポートから前記バンドパスフィルタを見たときの反射係数の虚数部は負の値であり、
前記移相器は、前記第２の周波数帯域において、前記第１の信号ポートから前記バンドパスフィルタを見たときの反射係数に比べて、前記共通ポートから前記バンドパスフィルタを見たときの反射係数の実数部を１に近づけ、前記共通ポートから前記バンドパスフィルタを見たときの反射係数の虚数部を０に近づけることを特徴とする請求項３または４記載の分波器。
前記第２の周波数帯域は、前記第１の周波数帯域よりも高い周波数帯域であることを特徴とする請求項５記載の分波器。