DE69409815T2

DE69409815T2 - Optisches Zeitbereichreflektometer und Verfahren zur optischen Zeitbereichreflektometrie

Info

Publication number: DE69409815T2
Application number: DE69409815T
Authority: DE
Inventors: Josef Beller
Original assignee: Hewlett Packard GmbH Germany
Current assignee: Agilent Technologies Deutschland GmbH
Priority date: 1994-11-26
Filing date: 1994-11-26
Publication date: 1998-08-13
Anticipated expiration: 2014-11-27
Also published as: JPH08219942A; EP0716297A1; JP3644513B2; EP0716297B1; DE69409815D1; US5621518A

Description

BEREICH DER ERFINDUNG

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Testapparatur im Bereich optischer kommunikationsnetze und insbesondere auf ein optisches Zeitbereichreflektometer und ein Verfahren zum Testen optischer Geräte, wie z.B. Lichtleiter.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

OTDR (OTDR = optical time domain refleotometer, Optisches Zeitbereichreflektometer) und Verfahren zum Testen optischer Komponenten, wie z.B. Lichtleiter, werden normalerweise in optischen Kommunikationssystemen verwendet. In der Praxis besteht der Bedarf, die Dämpfung, Gleichförmigkeit, den Verlust an Nahtstellen (splice loss), die Bruchstellen und die Länge optischer Lichtleiter zu charakterisieren. In einer bekannten OTDR-Anordnung steuert ein Puisgenerator eine Laserdiode, die daraufhin optische Pulse (10 mW oder mehr) in den zu testenden Lichtleiter einstrahlt. Die Pulsdauer liegt im Bereich zwischen Nano- und Mikrosekunden bei Pulsfrequenzen zwischen 1 kHz (für große Leitenängen) und 20 kHz (für kurze Leiterlängen). Die Pulsfrequenz wird so gewählt, daß sich die vom Lichteiter zurückkommenden Signale nicht überlappen. Das zurückkommende Signal wird von einem Richtungskoppler, wie z.B. einem "twistedpair coupler" oder einem polarisierenden Strahlteiler, vom ausgesandten Signal getrennt. Häufig wird eine Avalanche-Photodiode als Detektor des OTDR- Empfängers benützt. Ihr Signal wird in einen Verstärker und einen Analog/Digital- Wandler eingespeist. Ein Gerät zur Mittelwertbildung (box car averager) verbessert dabei gewöhnlich das Signal/Rausch-Verhältnis. Das Signal wird dann in logarithmischer Form angezeigt.
Weil das von den zu testenden optischen Komponenten zurückgestreute Signal sehr schwach ist, muß eine Signaverarbeitung durchgeführt werden. Bei OTDRs erfolgt dies normalerweise mit den digitalisierten Daten. Die Digitalisierung erfolgt durch Analog/Digital-Wandler (A/D-Wandler), die analoge Signale in digitale Form umwandeln. Dabei wird derjenige Digitaiwert verwendet, der dem analogen Wert am nächsten kommt. Da die Umwandlung eine gewisse Zeitdauer beansprucht, ist das Ausgangssignal eines A/D-Wandlers eine Datensequenz, die zeitdiskret ist. Folglich gelten für das Ausgangssignal des A/D-Wandlers die Abtasttheoreme für periodische Abtastung, siehe z. B. A.V. Oppenheim, R.W. Schafer: Discrete-Time Signal Processing, Prentice Hall, New Jersey, 1989.
Daher sind die digitalen Daten von den ursprünglichen analogen Daten verschieden. Die Differenz der Amplituden wird Quantisierungsfehler genannt. Dieser Quantisierungsfehler führt zu einer deutlichen Verschlechterung der Meßergebnisse der OTDR und begrenzt den kleinsten noch meßbaren Signalpegel.
Es ist z.B. aus: F. Sischka, S. A. Newton, M. Nazarathy: Complementary Correlation Optical Time-Domain Reflectometry, Hewlett Packard Journal, Dezember 1988, bekannt, daß ein dem analogen Eingangssignal des A/D-Wandlers hinzugefügtes Zittersignal den Quantisierungsfehler vermindert, wenn mehrere verschiedene Messungen vorgenommen werden und dann anhand der digitalen Daten eine Mittelwertbildung erfolgt. Bei ausreichender Datenmenge wird dabei die wohlbekannte Sägezahnfunktion des Fehlers zu einer Sinusfunktion mit erheblich reduzierter Amplitude geglättet. Dieser in den herkömmlichen OTDR verwendete Mittelwertbildungsprozeß besitzt zwei Vorzüge: Erstens wird der Quantisierungsfehler reduziert und zweitens wird das Signal/Rausch-Verhältnis verbessert, siehe z. B.: J. Beller: A High-Performance Signal Processing System for the HP8146A Optical Time Domain Reflectometer, Hewlett Packard Journal, Februar 1993.
Gewöhnlich erzeugt der elektronische Schaltkreis eines OTDR-Empfängers ein Rauschen, das in den Standard-OTDR als das bereits erwähnte Zittersignal verwendet wird. Ein Verstärker wird zur Skalierung des Rauschpegels am A/D- Wandler-Eingang verwendet, um diesen an die Digitalisiergenauigkeit des A/D- Wandlers anzupassen. Eine hohe Verstärkung führt zu einer großen Rauschamplitude, wodurch der Quantisierungsfehler vermieden und eine verbesserte Lineantät erreicht wird. Da allerdings Signal und Rauschen verstärkt werden, begrenzt eine hohe Verstärkung den Verstärkungsbereich des A/D- Wandlers, das Signal wird daher bei kleineren Pegeln abgeschnitten, als dies bei kleinerer Verstärkung der Fall wäre. Folglich wird der Umwandlungsbereich eines A/D-Wandlers einerseits durch den maximalen Signalpegel nach oben und andererseits durch den Rauschpegel nach unten begrenzt. Der Rauschpegel beeinflußt daher sowohl das Signallrausch-Verhältnis (Dynamikbereich des Meßergebnisses) als auch die Linearität. Dies zwingt die Entwickler zu einem Kompromiß zwischen verbessertem Dynamikbereich und guter Linearität.
Der Artikel THE TRANSACTIONS OF THE I.E.C.E OF JAPAN, Vol E 67, no. 9, September 1984, TOKYO (JP), S. 509-515, T. HORIGUCHI ET AL. "OPTICAL TIME DOMAIN REFLECTOMETER FOR SINGLE-MODE FIBERS", Figur 1 und der zugehörige Text beschreiben einen OTDR mit einem Pulsgenerator, einem Empfänger (einer Avalanche-Photodiode, APD), einem Verstärker, der das elektrische Signal und das Rauschsignal des Empfängers verstärkt und einem Gerät zur Mittelwertbildung, das den Mittelwert des verstärkten Signals bildet. Das Gerät zur Mittelwertbildung gemäß Figur 2 enthält einen pseudo-zufälligen Rauschgenerator, der ein zweites Rauschsignal erzeugt, das dem verstärkten Signal am Eingang eines A/D-Wandlers überlagert wird. Gemäß der Beschreibung wurde das vom Rundungsfehler bei der A/D-Umwandlung verursachte Quantisieru ngsrauschen durch Überlagern eines pseudo-zufälligen Rauschens am Eingang des A/D-Wandlers vermindert.
Obwohl diese Lösung den Dynamikbereich eines OTDR vergrößert, besteht nach wie vor Bedarf nach verbessertem Dynamikbereich und verbesserter Linearität, da das zurückgestreute Signal der getesteten optischen Komponenten sehr schwach ist.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein OTDR (OTDR = optical time domain reflecto meter, Optisches Zeitbereichreflektometer) und ein Verfahren zur optischen Zeitbereichreflektometrie.
Im wesentlichen umfaßt der OTDR der Erfindung folgendes:
einen Pulsgenerator, der optische Pulse in eine zu testende optische Komponente einstrahlt und eine Pulslänge im Bereich zwischen Nano- und Mikrosekunden besitzt, wobei die Pulsfrequenzen typischerweise im Bereich zwischen 0,1 und 50 kHz liegen,
einen Empfänger mit einer spezifischen Bandbreite, z.B. eine Avalanche- Photodiode, die ein zurückgestreutes Signal der zu testenden optischen Komponente empfängt und ein erstes elektrisches Signal des zurückgestreuten Signals und ein erstes Rauschsignal erzeugt,
einen Verstärker, der das erste elektrische Signal und das erste Rauschsignal verstärkt,
eine Rauschquelle, die ein zweites Rauschsignal erzeugt, das dem verstärkten ersten elektrischen Signal und dem verstärkten ersten Rauschsignal überlagert wird,
einen A/D-Wandler mit einer Abtastfrequenz fs, der mit einer Vorrichtung zur Umwandlung der überlagerten Signale in erste digitale Daten und einer Vorrichtung zur Mittelwertbildung ausgestattet ist, und
eine Vorrichtung zur digitalen Signalverarbeitung der ersten digitalen Daten. Gemäß der Erfindung wird auf das zweite Rauschsignal ein Bandpaßfilter mit einer Mittenfrequenz, die etwa halb so groß wie die Abtastfrequenz des A/D-Wandlers ist, angewendet.
Die zentrale Idee der Erfindung ist die Erzeugung eines zusätzlichen Rauschsignals und die Überlagerung des zusätzlichen Rauschsignals mit dem vom OTDR- Empfänger erzeugten, verstärkten elektrischen Signal, bevor dieses von einem A/D- Wandler umgewandelt wird. Das zusätzliche Rauschsignal wird von einer Rauschquelle erzeugt, deren Pegel separat eingestellt werden kann. Der Gesamtrauschpegel am Eingang des A/D-Wandlers wird auf den Effektivwert 1 eingestellt. Wenn der Rauschpegel separat eingestellt werden kann und nicht zusammen mit dem Signal des OTDR-Empfängers verstärkt wird, kann ein vergrößerter Dynamikbereich und gleichzeitig eine gute Linearität erreicht werden.
Gemäß der Erfindung enthält der OTDR ein Bandpaßfilter, das auf das zweite, von der zusätzlichen Rauschquelle erzeugte, Rauschsignal angewendet wird. Das gefilterte Signal wird dem verstärkten elektrischen Signal des OTDR-Empfängers, der die zurückgestreuten optischen Signale der zu messenden optischen Komponente in elektrische Signale umwandelt, überlagert. Das Bandpaßfilter ermöglicht, dem gemessenen, verstärkten Rauschsignal des OTDR-Empfängers ein bestimmtes zusätzliches Rauschsignal hinzuzufügen, um das zusätzliche Rauschsignal nach der A/D-Umwandlung leicht eliminieren zu können.
Das zusätzliche Rauschsignal besitzt eine Mittenfrequenz bei etwa fc = fs/2 und insbesondere ein gaußverteiltes Zittersignal begrenzter Bandbreite. Im praktischen Betrieb wurden dann optimale Ergebnisse erzielt, wenn die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters fc unter Berücksichtigung des Aliasing und der spektralen Frequenzperiodizität infolge der zeitdiskreten Daten auf den Wert fs/2 eingestellt wurde. Bei dieser Vorgehensweise kommt nahezu kein restliches Rauschen in den Durchlaßbereich des Empfängers zu liegen und folglich wird das Signal/Rausch- Verhältnis nicht reduziert.
Gemäß einer ersten Ausführung der Erfindung enthält die Vorrichtung zur digitalen Datenverarbeitung eine Vorrichtung zum Entfernen der von dem zusätzlichen Rauschsignal stammenden digitalen Daten. Insbesondere wird eine Tiefpaßfilter Software zum Entfernen des Rauschens verwendet.
Gemäß einer zweiten Ausführung der Erfindung wird ein A/D-Wandler benützt, dessen Abtastfrequenz fs bedeutend höher ist als die Bandbreite des Empfängers,
der die zurückgestreuten optischen Signale der zu testenden optischen Komponente in elektrische Signale umwandelt. Dies erlaubt auf einfache Weise, das zusätzliche Rauschen nach dem Umwandlungsprozeß zu eliminieren.
Gemäß einer dritten Ausführung der Erfindung wird ein Tiefpaßfilter, dessen Frequenz der Filterkante höher ist als die Bandbreite des OTDR-Empfängers und in ausreichendem Abstand unter dem Durchlaßbereich des Bandpaßfilters für das zusätzliche Rauschsignal liegt, verwendet, um die von dem zusätzlichen Rauschen stammenden digitalen Daten zu eliminieren.
Es ist klar, daß die erwähnte zentrale Idee der Erfindung nicht auf OTDR- Anwendungen beschränkt ist, sondern zur Verbesserung der Genauigkeit und Linearität von A/D-Wandlern verwendet werden kann.
Ferner können alle genannten Vorteile als Aufgaben angesehen werden, die von der Erfindung in ihrer Gesamtheit zu lösen sind.

KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN

Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer noch nicht erwähnten Merkmale, Vorteile und Fähigkeiten werden folgende Zeichnungen herangezogen:
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm des Signalwegs eines konventionellen und eines verbesserten OTDR.
Fig. 2 zeigt das Leistungsspektrum der Rauschsignale am Eingang des A/D- Wandlers in Fig. 1.
Fig. 3 veranschaulicht das Leistungsspektrum der Rauschsignale am Ausgang des A/D-Wandlers in Fig. 1.
Fig. 4 veranschaulicht die Übertragungsfunktion des digitalen Tiefpaßfilters in Fig. 1.
Fig. 5 zeigt das Leistungsspektrum des restlichen Rauschens nach der Verarbeitung in Fig. 1.
Fig. 1 zeigt den Signaiweg des elektrischen Signals, das von einem OTDR- Empfänger 101 erzeugt wurde. Im konventionellen Signalweg sind ein OTDR- Empfänger 101, ein Verstärker 102, ein A/D-Wandler 103 und ein Gerät zur digitalen Signalverarbeitung 104 untergebracht. Der A/D-Wandler wird durch einen Zeitgeber 105 gesteuert. Ein OTDR gemäß der Erfindung enthält zusätzlich eine Rauschquelle 106, ein Bandpaßfilter 106, eine Additionsschaltung 108 und ein digitales Tiefpaßfilter 109. Diese Geräte sind in der Fig. 1 innerhalb des Bereichs angeordnet, der durch die gestrichelte Linie begrenzt wird.
Das zurückgestreute Signal eines zu testenden Lichtleiters gelangt an den Eingang des OTDR-Empfängers 101, der z. B durch einen Photoempfänger mit einer Avalanche-Photodiode gebildet ist. Der OTDR-Empfänger 101 wandelt das zurückgestreute optische Signal in ein erstes elektrisches Signal um und erzeugt ein erstes Rauschsignal. Das erste elektrische Signal und das erste Rauschsignal werden durch einen Verstärker 102 verstärkt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 102 wird an den ersten Eingang einer Additionsschaltung 108 geleitet. Die Rauschquelle 106 erzeugt ein zweites Rauschsignal, dessen Pegel separat eingestellt werden kann. Das zweite, von der Rauschquelle 106 erzeugte,
Rauschsignal wird an den Eingang des Bandpaßfilters 107, dessen Mittenfrequenz fs auf etwa die Hälfte der Abtastfrequenz fs des A/D-Wandlers eingestellt ist (fc = fs/2), geleitet. Am Ausgang des Bandpaßfilters 107 wird ein erstes gefiltertes Signal erzeugt, das eine Mittenfrequenz fc = fs/2 besitzt und ein gaußverteiltes Zittersignal begrenzter Bandbreite ist. Das erste gefilterte Signal wird dann an den zweiten Eingang der Additionsschaltung 108 geleitet. Am Ausgang der Additionsschaltung 108 werden das verstärkte erste Signal, das verstärkte erste Rauschsignal und das erste gefilterte Signal überlagert. Um dieses zusätzliche Rauschen auf einfache Weise nach dem Umwandlungsprozeß des A/D-Wandlers 103 beseitigen zu können, wird ein A/D-Wandler verwendet, dessen Abtastfrequenz fc wesentlich hL her als die Bandbreite des OTDR-Empfs;ngers ist. Im Vergleich zum konventionellen Signalweg wird der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 102 niedrig gehalten, was zu einem höheren Abschneidepegel des A/D-Wandlers 103 und daher zu einem vergrößerten Umwandlungsbereich des A/D-Wandlers führt. Der Pegel des Gesamtrauschens am Eingang des A/D-Wandlers setzt sich aus den Pegeln der beiden voneinander unabhängigen Rauschquellen 101 und 106/107 zusammen. Um eine gute Linearität zu erreichen, wird der Pegel des Gesamtrauschens, der sich aus dem Pegel des vom Empfänger 101 erzeugten ersten Rauschsignals und dem Pegel des von der Rauschquelle 106 erzeugten zweiten Rauschsignals zusammensetzt, auf den Effektivwert 1 eingestellt (der Effektivwert = 1 entspricht der Quantisierungsstufe des A/D-Wandlers 103). Der Effektivwert ist ein Maß für den Restfehler der Linearität nach einer unendlichen Anzahl von Mittelwertbildungen.
Der A/D-Wandler 103 wandelt die überlagerten Signale in ein diskretes, zeitabhängiges Signal um, welches dann im Gerät zur digitalen Signalverarbeitung 104 ausgewertet wird. Auf das ausgewertete Signal wird das Tiefpaßfilter 109 angewendet, dessen Frequenz der Filterkante so gewählt wird, daß sie über der Bandbreite des Empfängers und in ausreichendem Maße unter dem Durchlaßbereich des Bandpaßfilters 107 liegt, wodurch alle spektralen Anteile oberhalb der Filterkante entfernt werden. Das Tiefpaßfilter konnte am einfachsten als Software-Filter realisiert werden.
Fig. 2 zeigt die Leistung der Rauschsignale am Eingang des A/D-Wandlers in Abhängigkeit von der Frequenz. Das Rauschen des Empfängers wird durch die Bezugsnummer 201 repräsentiert, das erste gefilterte Signal hingegen durch die Bezugsnummer 202. Das erste gefilterte Signal 202 ist ein gaußverteiltes Zittersignal begrenzter Bandbreite mit einer Mittenfrequenz von etwa fc = fs/2. Eine hohe Abtastfrequenz fs des A/D-Wandlers 103 öffnet einen Frequenzbereich, der im Hinblick auf die Bandbegrenzung der zusätzlichen Rauschquelle 106/107 weit genug ist, ohne daß sich dadurch die Spektren zu sehr überschneiden. Dies vermindert außerdem den Betrag des Quantisierungsrauschens der digitalisierten Daten, da dieses auf einen größeren Frequenzbereich verteilt ist.
Fig. 3 zeigt das Leistungsspektrum der Rauschsignale am Ausgang des A/D- Wand lers. Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers besteht zusätzlich zum Leistungsspektrum des Rauschsignals am Eingang des A/D-Wandlers infolge des Umwandlungsprozesses des A/D-Wandlers 103 aus einem Signal des Quantisierungsrauschens 301 und dem Rauschen des Empfängers 201 mit der zentralen Frequenz fs.
Fig. 4 veranschaulicht die Übertragungsfunktion des digitalen Tiefpaßfilters 109. Das Tiefpaßfilter 109, dessen Frequenz der Filterkante (repräsentiert durch die Bezugsnummer 401) über der Bandbreite des Empfängers und in ausreichendem Maße unter dem Durchlaßbereich des Filters 107 liegt, entfernt alle spektralen Anteile oberhalb der Filterkante, wie in Fig. 5 dargestellt wird. Ein Vergleich der Fig. 5 mit der Fig. 3 (Rauschen am Ausgang des A/D-Wandlers) zeigt, daß nur ein kleiner Restbetrag 501 der Rauschquelle 106/107 nach dem Filterprozeß des Tiefpaßfilters 109 übrig bleibt. Um optimale Ergebnisse zu erreichen, wird die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters auf den Wert fs/2 eingestellt. Dies berücksichtigt das Aliasing und die spektrale Frequenzperiodizität infolge der digitalen Daten. Bei dieser Vorgehensweise kommt nahezu kein restliches Rauschen in den Durchlaßbereich des Empfängers zu liegen und folglich wird das Signal/Rausch-Verhältnis nicht reduziert. In praktischen Tests konnte keine Verschlechterung der Meßergebnisse infolge der zusätzlichen Rauschquelle beobachtet werden, wenn die Mittenfrequenz fc auf die Hälfte der Abtastfrequenz eingestellt wurde. Das Einstellen des gesamten Rauschpegels am Eingang des A/D- Wandlers auf ausreichend hohe Werte ( ≥ 1) bewirkt, daß der Mittelwertbildungsprozeß zu verbesserter Signalauflösung (unter den Quantisierungspegel des A/D-Wandlers) und verbesserter Linearität führt.

Claims

1. Ein optisches Zeitbereichreflektometer, OTDR, umfassend:

einen Pulsgenerator, der optische Pulse in eine zu testende optische Komponente einstrahlt und eine Puislänge im Bereich zwischen Subnano- und Mikrosekunden erzeugt, wobei die Pulsfrequenzen typischerweise im Bereich zwischen 0,1 und 50 kHz liegen,

einen Empfänger (101) mit einer spezifischen Bandbreite, z.B. eine Avalanche- Photodiode, die ein zurückgestreutes Signal der zu testenden optischen Komponente empfängt und ein erstes elektrisches Signal des zurückgestreuten Signals und ein erstes Rauschsignal erzeugt,

einen Verstärker (102), der das erste elektrische Signal und das erste Rauschsignal verstärkt,

eine Rauschquelle (106), die ein zweites Rauschsignal erzeugt, das dem verstärkten ersten elektrischen Signal und dem verstärkten ersten Rauschsignal überlagert wird,

einen Analog/Digital-Wandler (103) mit einer Abtastfrequenz (fs), der mit einer Vorrichtung zur Umwandlung der überlagerten Signale in erste digitale Daten ausgestattet ist und

eine Vorrichtung zur digitalen Signalverarbeitung (104) und einer Vorrichtung zur Mittelwertbildung der digitalen Daten,

dadurch gekennzeichnet, daß auf das zweite Rauschsignal ein Bandpaßfilter (107) mit einer Mittenfrequenz (fc), die etwa halb so groß wie die Abtastfrequenz (fs) des Analog/Digital-Wandlers (103) ist, angewendet wird.

2. Ein OTDR gemäß Anspruch 1, dessen erstes gefiltertes Signal gaußverteilt und/oder bandbegrenzt ist.

3. Ein OTDR gemäß Anspruch 1 oder 2, das ein Tiefpaßfilter (109) zum Eliminieren der digitalen Daten des zweiten Rauschsignals enthält.

4. Ein OTDR gemäß Anspruch 3, bei dem das Tiefpaßfilter (109) durch ein Software-Tiefpaßfilter realisiert ist.

5. Ein OTDR gemäß Anspruch 1, bei dem die Abtastfrequenz (fs) des Analog/Digital-Wandlers (103) wesentlich höher als die Bandbreite des Empfängers (101) ist, wodurch das zusätzliche Rauschsignal auf einfache Weise nach der A/D-Umwandlung eliminiert werden kann, ohne das erste elektrische Signal zu beeinflussen.

6. Ein OTDR gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem der Pegel der Rauschquelle (106) separat eingestellt werden kann.

7. Ein OTDR gemäß Anspruch 3 oder 4, dessen Tiefpaßfilter (109) eine Frequenz der Filterkante besitzt, die über der Bandbreite des Empfängers (101) und in ausreichendem Maße unter der Durchlaßbreite des ersten Bandpaßfilters (107) liegt.

8. Ein OTDR gemäß Anspruch 6, dessen separat einstellbarer Pegel der Rauschquelle (106) auf einen Wert eingestellt ist, so daß der Gesamtpegel der ersten und zweiten Rauschsignale am Eingang des Analog/Digital-Wandlers (103) einen Effektivwert von 1 besitzt.

9. Verfahren zur optischen Zeitbereich reflektometrie, umfassend einen ersten Schritt, in dem ein zurückgestreutes optisches Signal einer zu testenden optischen Komponente empfangen wird und ein erstes elektrisches Signal des zurückgestreuten Signais und ein erstes Rauschsignal erzeugt werden,

einen zweiten Schritt, in dem das erste elektrische Signal und das erste Rauschsignal verstärkt werden,

einen dritten Schritt, in dem ein zweites Rauschsignal erzeugt und dem verstärkten ersten elektrischen Signal und dem verstärkten ersten Rauschsignal überlagert wird,

einen vierten Schritt, in dem die überlagerten Signale mit einer Frequenz (fs) abgetastet und in erste digitale Daten umgewandelt werden und

einen fünften Schritt, in dem eine Mittelwertbildung der ersten digitalen Daten erfolgt,

dadurch gekennzeichnet, daß auf das zweite Rauschsignal ein erstes Bandpaßfilter (107) mit einer Mittenfrequenz (fc), die etwa halb so groß wie die Abtastfrequenz (fs) des Analogldigital-Wandlers (103) ist, angewendet wird.

10. Verfahren gemäß Anspruch 9, bei dem das erste gefilterte Signal gaußverteilt und/oder bandbegrenzt ist.