DE102017131163A1

DE102017131163A1 - Llc-leistungswandler und dessen schaltverfahren

Info

Publication number: DE102017131163A1
Application number: DE102017131163.7A
Authority: DE
Inventors: Pierrick Ausseresse
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2016-12-23
Filing date: 2017-12-22
Publication date: 2018-06-28
Also published as: US10355610B2; US20180183343A1

Abstract

Ein Verfahren beinhaltet das Ausschalten eines High-Side-Schalters eines Spule-Spule-Kondensator-(LLC)-Leistungswandlers; das Detektieren eines ersten Strompulses an einem Gate eines Low-Side-Schalters des LLC-Leistungswandlers nach dem Ausschalten des High-Side-Schalters; und das Einschalten des Low-Side-Schalters des LLC-Leistungswandlers nach dem Detektieren des ersten Strompulses.

Description

Eine Ausgestaltung der Erfindung betrifft allgemein eine elektronische Leistungswandlung und ein Verfahren und insbesondere die Struktur und ein Schaltverfahren für einen LLC-(Spule-Spule-Kondensator)-Wandler.
Schaltwandler werden auf dem Gebiet der Leistungswandlung weithin eingesetzt. Ein Schaltwandler enthält zumindest einen Schalter, der dazu ausgebildet ist, aus einer Eingangsspannung eine z. B. plusweitenmodulierte (PWM) Spannung zu erzeugen, und eine Gleichrichteranordnung, die die PWM-Spannung empfängt und eine einer Last zuzuführende Ausgangsspannung erzeugt. Üblicherweise enthält die Gleichrichteranordnung zumindest ein induktives Speicherelement wie beispielsweise eine Drossel und zumindest ein kapazitives Speicherelement wie beispielsweise einen Kondensator. Die PWM-Spannung wird durch Ein- und Ausschalten des Schaltelements entsprechend einem PWM-Steuersignal erzeugt. Das PWM-Steuersignal wird, abhängig von der Ausgangsspannung, durch einen Controller bereitgestellt. Der Controller ist dazu ausgebildet, z. B. den Tastgrad und/oder die Schaltfrequenz des PWM-Steuersignals zu verändern, um eine gewünschte Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten.
LLC-Wandler, die manchmal als resonante LLC-Wandler oder LLC-Leistungswandler bezeichnet werden, wurden in letzter Zeit aufgrund wünschenswerter Eigenschaften wie beispielsweise hoher Wirkungsgrad, geringe elektromagnetische Störstrahlung (EMI) und hohe Leistungsdichte weithin eingesetzt. Ein charakteristisches Merkmal eines LLC-Wandlers besteht in einem Schwingkreis auf der Primärseite des Wandlers, der einen Resonanzkondensator, eine Resonanzspule und die Magnetisierungsinduktivität des Transformators enthält. Während des Betriebs kann die Menge der durch den LLC-Wandler übertragenen Energie durch Steuern der Schaltfrequenz bei der oder um die Resonanzfrequenz des Schwingkreises herum gesteuert werden.
Gemäß einer Ausgestaltung beinhaltet ein Verfahren das Ausschalten eines High-Side-Schalters eines LLC-(Spule-Spule-Kondensator)-Leistungswandlers; das Detektieren eines ersten Strompulses an einem Gate eines Low-Side-Schalters des LLC-Leistungswandlers nach dem Ausschalten des High-Side-Schalters; und das Einschalten des Low-Side-Schalters des LLC-Leistungswandlers nach dem Detektieren des ersten Strompulses.
Die Einzelheiten von einer oder mehr Ausgestaltungen der Erfindung werden in den begleitenden Zeichnungen und der Beschreibung unten dargelegt. Andere Merkmale, Gestände und Vorteile der Erfindung sind aus der Beschreibung und den Zeichnungen und aus den Ansprüchen ersichtlich. In den Figuren bezeichnen identische Bezugszeichen über die verschiedenen Ansichten, die im Allgemeinen im Interesse der Kürze nicht beschrieben werden, hinweg dieselben Einzelteile. Für ein vollständigeres Verständnis der Erfindung wird nun Bezug genommen auf die folgenden Beschreibungen, die in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen erfolgen, wobei:

1 ein Schaltbild eines Beispiels eines LLC-Leistungswandlers zeigt;
2 ein beispielhaftes Diagramm für ein Leistungssystem mit einem LLC-Wandler in einigen Ausgestaltungen zeigt;
3 ein Zeitverlaufsdiagramm zum Betrieb des LLC-Wandlers von 2 in der kapazitiven Betriebsart unter Verwendung eines Beispiel-Schaltverfahrens zeigt;
Die 4A und 4B Blockschaltbilder für zwei verschiedene Beispiel-Stromerfassungsschaltungen zeigen; und
5 ein Flussdiagram für ein Verfahren zum Betrieb eines LLC-Wandlers bei einigen Ausgestaltungen zeigt.

Die Herstellung und Verwendung der vorliegend bevorzugten Ausgestaltungen wird unten im Einzelnen erläutert. Es versteht sich jedoch, dass die Erfindung viele anwendbare erfinderische Konzepte, die in einer breiten Vielfalt konkreter Zusammenhänge verkörpert sein können, bereitstellt. Die konkreten erörterten Ausgestaltungen sind lediglich illustrativ für konkrete Möglichkeiten, die Erfindung herzustellen und zu verwenden, und sie beschränken den Geltungsbereich der Erfindung nicht.
Die vorliegende Erfindung wird in Bezug auf beispielhafte Ausgestaltungen in einem konkreten Zusammenhang, nämlich einem Leistungswandlungssystem, das einen LLC-Leistungswandler enthält, beschrieben. Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung können auch auf andere Arten von elektronischen Leistungswandlungseinrichtungen und Leistungswandlungsarchitekturen übertragen werden.
Während des Betriebs eines LLC-Wandlers (z. B. eines Halbbrücken-LLC-Leistungswandlers) werden die Schalttransistoren (z. B. der High-Side-Transistor und der Low-Side-Transistor) des LLC-Wandlers abwechselnd ein- und ausgeschaltet. LLC-Leistungswandler arbeiten oft in der induktiven Betriebsart. Die kapazitive Betriebsart ist für herkömmliche LLC-Wandler aufgrund von Problemen, die wie beispielsweise die Reverse-Recovery der Bodydiode des Schalttransistors eine Störung der Einrichtung hervorrufen können, üblicherweise problematisch. Bei verschiedenen Ausgestaltungen offenbart das vorliegend offenbarte Verfahren zum Schalten eines LLC-Leistungswandlers den Betrieb des LLC-Wandlers in der kapazitiven Betriebsart ohne das Risiko einer Reverse-Recovery. Insbesondere wird an dem Gate des Low-Side-Transistors nach dem Ausschalten des High-Side-Transistors ein Strompuls, der einem in das Gate des Low-Side-Transistors fließenden elektrischen Strom entspricht, detektiert. Nach dem Detektieren des Strompulses kann der Low-Side-Transistor ohne das Risiko einer Reverse-Recovery der Bodydiode des High-Side-Transistors sicher eingeschaltet werden.
Ein getakteter Leistungswandler (auch als „Leistungswandler“ oder „Regler“ bezeichnet) ist eine Leistungsversorgungs- oder Leistung verarbeitende Schaltung, die eine Eingangsspannungswellenform in eine festgelegte Ausgangsspannungswellenform wandelt. DC-DC-Leistungswandler wandeln eine DC-Eingangsspannung, die zeitlich veränderlich sein kann, in eine DC-Ausgangsspannung. Controller, die zu den Leistungswandlern gehören, organisieren einen Betrieb hiervon durch Steuerung von leitenden Perioden oder Schaltfrequenzen hierin eingesetzter Schalter. Im Allgemeinen sind die Controller in einer Rückkopplungsschleifenkonfiguration (auch als „Steuerschleife oder geschlossene Steuerschleife“ bezeichnet) zwischen einen Eingang und einen Ausgang des Leistungswandlers gekoppelt.
Typischerweise misst der Controller ein Ausgangsmerkmal (z. B. eine Ausgangsspannung, einen Ausgangsstrom oder eine Kombination einer Ausgangsspannung und eines Ausgangsstroms) des Leistungswandlers und modifiziert basierend hierauf eine Schaltfrequenz der Schalter des resonanten Leistungswandlers. Da sich die Spannung oder der Strom für Systeme wie beispielsweise einen durch den Leistungswandler mit Leistung versorgten Mikroprozessor dynamisch ändern (z. B. da sich die Rechenlast auf einem Last-Mikroprozessor ändert), ist der Controller dazu ausgebildet, die Schaltfrequenz der darin befindlichen Leistungsschalter dynamisch zu erhöhen oder zu verringern, um ein Ausgangsmerkmal wie beispielsweise eine Ausgangsspannung auf einem gewünschten Wert zu halten. Ein Controller für einen Leistungswandler ist im allgemeinen als integrierte Schaltung mit leitenden Pins, die in einem Endprodukt an eine gedruckte Leiterplatte gelötet oder anderweitig elektrisch damit verbunden sind, ausgebildet.
Um die Spannungswandlungs- und Regelungsfunktionen bieten, enthalten die Leistungswandler aktive Leistungsschalter wie beispielsweise Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs), die mit der Eingangsspannungsquelle gekoppelt sind und ein reaktives Schaltungselement wie beispielsweise eine Spule mit einer Schaltfrequenz, die in der Größenordnung von 100 kHz oder höher liegen kann, periodisch auf die Spannungsquelle aufschalten. Um eine DC-Ausgangsspannung bereitzustellen, enthalten die Leistungswandler Dioden, um eine Gleichrichtungsfunktion zu bieten. Wenn ein hoher Wirkungsgrad der Leistungswandlung gewünscht ist, können die Gleichrichterdioden durch Synchrongleichrichter ersetzt werden.
Beginnend mit 1 ist eine schematische Zeichnung einer Ausgestaltung eines resonanten Halbbrücken-LLC-Leistungswandlers 100 dargestellt. Ein Eingangsport 202 ist mit einer Eingangsspannung V_in, bei der es sich um eine DC-Spannungsversorgung handeln kann, gekoppelt. Ein Kondensator Cv, der optional sein kann, ist zwischen den Eingangsport 202 und einen Referenzspannungspegel (z. B. elektrische Masse) gekoppelt. Der Kondensator C_v kann helfen, Hochfrequenzrauschen an dem Eingangsport 202 auszufiltern. Wie in 1 gezeigt weist der Halbbrücken-LLC-Wandler auf der Primärseite der Schaltung zwei in Reihe gekoppelte Leistungsschalter, z. B. MOSFETs Q₁ und Q₂, auf. Der Leistungsschalter Q₁ ist zwischen einen Leistungsversorgungsknoten (z. B. den Eingangsport 202) und den Leistungsschalter Q₂ gekoppelt und wird manchmal als High-Side-Schalter oder High-Side-Transistor bezeichnet. Der Leistungsschalter Q₂ ist zwischen den Leistungsschalter Q₁ und einen Referenzspannungsknoten 206 gekoppelt und wird manchmal als Low-Side-Schalter oder Low-Side-Transistor bezeichnet. Die Leistungsschalter Q₁ und Q₂ werden manchmal gemeinschaftlich als Schaltbrücke des LLC-Wandlers bezeichnet. Der Knoten 204, der in 1 zwischen die Source des High-Side-Schalters Q₁ und das Drain des Low-Side-Schalters Q₂ gekoppelt ist, wird manchmal als Schaltknoten 204 bezeichnet. Während der Leistungsstrang bei der dargestellten Ausgestaltung eine resonante Halbbrücken-Leistungswandlertopologie einsetzt, sollten Fachleute verstehen, dass andere Wandlertopologien wie beispielsweise Vollbrücken-Leistungswandlertopologien deutlich innerhalb des breiten Geltungsbereichs der vorliegenden Erfindung liegen.
Wie in 1 dargestellt ist die Schaltbrücke mit einer Resonanzspule L_r, einem Resonanzkondensator C_r und einem Transformator 153 gekoppelt. Der Transformator 153 enthält bei einigen Ausgestaltungen eine Primärwicklung P, eine Sekundärwicklung S (z. B. Wicklungsteile Sa und Sb). Bei dem Beispiel von 1 ist die Primärseite des Transformators 153 als primärseitige Wicklung P, die mit einer Magnetisierungsspule L_m parallel gekoppelt ist, gezeigt. Bei einigen Ausgestaltungen repräsentiert die in 1 dargestellte Magnetisierungsspule L_m die Magnetisierungsinduktivität L_m der Primärwicklung P des Transformators 153 und ist damit keine von der Primärwicklung P getrennte, eigenständige Spule. Fachleute werden ohne Weiteres erkennen, dass es, wie in 1 dargestellt, zur Analyse und Modellierung des LLC-Wandlers üblich ist, die Primärwicklung des Transformators 153 als Magnetisierungsspule L_m, die zu der Primärwicklung P parallel gekoppelt ist, zu zeigen. Die Resonanzspule L_r, der Resonanzkondensator C_r und die Magnetisierungsspule L_m bilden bei verschiedenen Ausgestaltungen einen LLC-Schwingkreis. In der folgenden Erörterung kann ein LLC-Schwingkreis als LLC-Schwingkreisschaltung oder als resonanter LLC-Schwingkreis bezeichnet werden. Wie gezeigt ist dieser Resonanzkondensator C_r in 1 zwischen den Knoten 206 (z. B. elektrisch Masse) und einen Knoten N₂ der Primärwicklung P gekoppelt. Eine derartige Anordnung des Resonanzkondensators C_r kann die abgestrahlte EMI vorteilhaft verringern, weil der Resonanzkondensator C_r nicht potentialfrei ist, und sie kann auch vorteilhaft das kapazitive Erfassen des Stroms ermöglichen. Bei anderen Ausgestaltungen ist der Resonanzkondensator C_r zwischen die Resonanzspule L_r und einen Knoten N₁ der Primärwicklung P gekoppelt.
Bezugnehmend auf 1 enthält die Sekundärwicklung S des Transformators 153 einen ersten Wicklungsteil S_a und einen zweiten Wicklungsteil Sb. Ein erster Anschluss 161 der Sekundärwicklung, der manchmal als Abgriff 161 bezeichnet wird, ist mit einem ersten Ende der Sekundärwicklung S gekoppelt. Ein zweiter Anschluss 163 ist mit einem zweiten Ende der Sekundärwicklung gekoppelt. Ein dritter Anschluss 165 befindet sich zwischen dem ersten Anschluss 161 und dem zweiten Anschluss 163 der Sekundärwicklung S. Zum Beispiel kann es sich bei dem dritten Anschluss 165 um einen Mittelabgriff der Sekundärwicklung handeln. Dioden D₁ und D₂ sind sekundärseitige Gleichrichterdioden. Bei alternativen Ausgestaltungen können anstelle der Dioden D₁ und D₂ Synchrongleichrichter-Leistungsschalter eingesetzt werden. Die Dioden D₁ und D₂ bilden einen Vollwellengleichrichter, der das Ausgangssignal des Transformators 153 in eine DC-Spannung wandelt. Bei einigen Ausgestaltungen wird die DC-Spannung durch einen Ausgangskondensator C_L gefiltert und an einen mit einer Last R_L gekoppelten Ausgangsport 201 gesandt. Bei anderen Ausgestaltungen kann ein Vollbrückengleichrichter, der vier Dioden enthält, verwendet werden. Vollbrückengleichrichter und Vollwellengleichrichter besitzen unterschiedliche Vorteile und Nachteile, und die Wahl jedes Typs von Gleichrichter wird durch Auslegungserfordernisse und Faktoren wie beispielsweise den gesamten Diodenleistungsverlust, den Sekundärwicklungskupferverlust, die Komponentenzahl und die Kosten bestimmt.
Der Betrieb des LLC-Wandlers 100 wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die 2-4 erörtert. 2 zeigt ein Beispiel-Leistungswandlungssystem 200, das den in 1 gezeigten LLC-Wandler 100 verwendet. Wie in 2 dargestellt enthält das Leistungswandlungssystem 200 einen Controller 205, einen High-Side-Treiber 215, einen Low-Side-Treiber 213, eine Stromerfassungsschaltung 209, eine Rückkopplungsschaltung 203 und eine optionale Spannungserfassungsschaltung 207. Der Controller 205 kann eine integrierte Schaltung (IC), z. B. eine Mikroprozessoreinheit, sein oder enthalten und er kann auch periphere Schaltungen wie beispielsweise Komparatorschaltungen, Analog-nach-Digital-Wandler (ADCs) und/oder Digital-nach-Analog-Wandler (DACs) enthalten. Die Komparatorschaltungen, ADCs und/oder DACs können für ein höheres Integrationsniveau mit der Mikroprozessoreinheit in einem IC integriert sein. Bei anderen Ausgestaltungen ist die Mikroprozessoreinheit nicht mit peripheren Schaltungen wie beispielsweise Komparatoren, ADCs und DACs integriert. Neben ICs können beliebige andere Controller als Controller 205 verwendet werden.
Bei einigen Ausgestaltungen erzeugt der Controller 205 Steuerungskurvenverläufe (z. B. Rechteck-Kurvenverläufe), um die Leistungsschalter Q₁ und Q₂ ein- und auszuschalten. Die Erzeugung der Steuerungskurvenverläufe kann durch Steuerungsalgorithmen, die in Speichern (z. B. nicht-flüchtigen Speichern) des Controllers 205 gespeichert sind und durch den Controller 205 ausgeführt werden, gesteuert werden. Es kann sein, dass das Steuersignal des Controllers 205 nicht die geeignete Spannung und/oder das geeignete Treibvermögen zum Treiben des High-Side-Schalters Q₁ und des Low-Side-Schalters Q₂ besitzt. Deshalb können Treiberschaltungen wie beispielsweise High-Side-Treiber 215 und Low-Side-Treiber 216 verwendet werden, um das Ausgangssignal des Controllers 205 (z. B. die Steuerungskurvenverläufe) in Signale, die dazu in der Lage sind, den High-Side-Schalter Q₁ und den Low-Side-Schalter Q₂ zu treiben, zu wandeln. Bei der dargestellten Ausgestaltung werden die Steuerungskurvenverläufe für den High-Side-Schalter Q₁ und den Low-Side-Schalter Q₂ an den High-Side-Treiber 215 bzw. den Low-Side-Treiber 213 gesandt. Wie in 2 dargestellt ist der High-Side-Treiber 215 mit dem Gate des High-Side-Schalters Q₁ gekoppelt, und der Ausgang des Low-Side-Treibers 213 ist über eine Stromerfassungsschaltung 209 mit dem Gate des Low-Side-Schalters Q₂ gekoppelt.
Bei einigen Ausgestaltungen sind der High-Side-Treiber 215 und der Low-Side-Treiber 213 unter Verwendung diskreter Komponenten wie beispielsweise Operationsverstärker, Logikgatter, Widerstände, Kondensatoren und dergleichen gebildet. Bei anderen Ausgestaltungen sind der High-Side-Treiber 215 und der Low-Side-Treiber 213 als integrierte Schaltungen (ICs) implementiert. Bei noch anderen Ausgestaltungen sind der Controller 205, der High-Side-Treiber 215 und der Low-Side-Treiber 213 in ein IC integriert und erzielen somit ein höheres Integrationsniveau.
Wie in 2 dargestellt enthält das Leistungssystem 200 weiterhin eine Rückkopplungsschaltung 203, die eingesetzt wird, um ein erfasstes Ausgangsmerkmal über die durch den Transformator 153 bereitgestellte Isolationsgrenze hinweg an den Controller 205 zu übertragen. Die Rückkopplungsschaltung 203 kann dazu ausgebildet sein, eine Messung oder eine Abschätzung der Ausgangsspannung V_out an dem Ausgangsport 201 des LLC-Wandlers vorzunehmen. Bei der Messung oder Abschätzung kann es sich um ein Analogsignal oder ein Digitalsignal handeln. Verschiedene Schaltungseinrichtungen wie beispielsweise ein Opto-Isolator zum Bereitstellen dieser Isolationsfunktion sind auf dem Fachgebiet wohlbekannt und können als Rückkopplungsschaltung verwendet werden, und sie werden deshalb hierin nicht weiter beschrieben. Die optionale Spannungserfassungsschaltung 207 versorgt, sofern sie verwendet wird, den Controller 205 mit einer Abschätzung oder mit einer Messung der Eingangsspannung V_in, die durch den Steuerungsalgorithmus des Controllers 205 verwendet werden kann, um z. B. die Schaltfrequenz des LLC-Wandlers zu bestimmen.
2 zeigt auch eine Stromerfassungsschaltung 209, die zwischen den Controller 205 und das Gate des Leistungsschalters Q₂ gekoppelt ist. Bei einigen Ausgestaltungen detektiert die Stromerfassungsschaltung 209 Strompulse (z. B. einen elektrischen Strom, der eine kurze Zeit dauert), die in das Gate des Leistungsschalters Q₂ hinein oder aus diesem heraus fließen. Das Ausgangssignal 217 der Stromerfassungsschaltung 209 wird an den Controller 205 gesandt und es kann durch den Steuerungsalgorithmus des Controllers 205 verwendet werden, um das Schalten des LLC-Wandlers zu bestimmen. Weitere Einzelheiten betreffend die Struktur und den Betrieb der Stromerfassungsschaltung 29 werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die 3-4 erörtert.
Bei einigen Ausgestaltungen schaltet der Controller 205 während des Betriebs die Leistungsschalter Q₁ und Q₂ abwechselnd ein und aus, um einen zeitlich veränderlichen Kurvenverlauf (z. B. einen Rechteck-Kurvenverlauf) zu erzeugen, um den LLC-Resonanzschwingkreis anzuregen. Die LLC-Schwingkreisschaltung erzeugt in der Primärseite des LLC-Wandlers einen Resonanzstrom (z. B. einen sinusförmigen Resonanzstrom), wobei der Resonanzstrom durch den Transformator 153 skaliert und durch die Gleichrichterschaltung (z. B. die Dioden D₁ und D₂) gleichgerichtet wird. Die Verstärkung K der Resonanzschwingkreisschaltung ist durch Gleichung (1) unten gegeben: $K (Q, m, F_{x}) = \frac{F_{x}^{2} (m - 1)}{\sqrt{{(m F_{x}^{2} - 1)}^{2} + F_{x}^{2} {(F_{x}^{2} - 1)}^{2} {(m - 1)}^{2} Q^{2}}}$
wobei $Q = \frac{\sqrt{L_{r} / C_{r}}}{R_{a c}}$
der Gütefaktor (Q-Faktor) ist, $R_{a c} = \frac{8 n^{2} R_{L}}{π^{2}}$
der Rückwirkungslastwiderstand (engl.: „reflected load resistance“) ist, wobei R_L der Lastwiderstand und n das Windungsverhältnis der Primär- gegenüber der Sekundärwicklung ist, $f_{r} = \frac{1}{2 π \sqrt{L_{r} C_{r}}}$
die Resonanzfrequenz ist, $F_{x} = \frac{f_{s}}{f_{r}}$
die normierte Schaltfrequenz ist, wobei fs die Schaltfrequenz ist, und $m = \frac{L_{r} + L_{m}}{L_{r}}$
das Verhältnis der gesamten primären Induktivität zur Resonanz-induktivität ist.
Basierend auf Gleichung (1) können für einen gegebenen Gütefaktor Q und ein gegebenes Verhältnis der Gesamtprimärinduktivität zur Resonanzinduktivität m Verstärkungskurven, die den Verstärkungsfaktor K gegenüber der normierten Schaltfrequenz F_x zeigen, aufgetragen werden. Derartige Verstärkungskurven zeigen typischerweise bei F_x= 1 (z. B. wenn die Schaltfrequenz fs gleich der Resonanzfrequenz f_r ist) eine Spitzenverstärkung, wobei die Verstärkung K für f_S > f_r mit sich verringernder Schaltfrequenz monoton ansteigt. Fachleute werden erkennen, dass, während Gleichung (1) ein Modell für die Analyse des LLC-Resonanzwandlers bietet, andere Modelle ebenfalls möglich sind. Zusätzlich kann Gleichung (1) verwendet werden, um eine Abschätzung/Vorhersage des Verhaltens des LLC-Resonanzwandlers zu liefern, und das Verhalten des LLC-Resonanzwandlers muss nicht unbedingt exakt mit der durch Gleichung (1) angebotenen Abschätzung übereinstimmen.
Noch bezugnehmend auf 2 enthält das Leistungssystem 200 einen LLC-Resonanzwandler, der mit einer Eingangsspannungsquelle V_in gekoppelt ist, und einen Controller 205, der eine Leistungswandlerausgangsgröße wie beispielsweise eine Ausgangsspannung V_out durch Regeln einer Schaltfrequenz fs des LLC-Leistungswandlers regelt. Die Ausgangsspannung V_out am Ausgangsport 201 des LLC-Leistungswandlers kann, z. B. aufgrund einer Laständerung oder eines Spannungsabfalls bei der Eingangsspannung V_in, fluktuieren. Der Controller 205 erfasst zusammen mit der Rückkopplungsschaltung 203 die Ausgangsspannung V_out des Leistungswandlers und steuert basierend auf einer Ziel-Ausgangsspannung V_ref die Schaltfrequenz f_s der primärseitigen Leistungsschalter (z. B. der Schalter Q₁ und Q₂), um die Ausgangsspannung V_out auf die gewünschte Ausgangsspannung V_ref zu regeln. Gleichung (1) oben zeigt, dass die Verstärkung eines LLC-Wandlers durch Änderung der Schaltfrequenz fs des LLC-Leistungswandlers eingestellt werden könnte. Wenn z. B. die Ausgangsspannung V_out oberhalb der gewünschten Ausgangsspannung V_ref liegt, kann der Controller 205 die Verstärkung K durch Erhöhen der Schaltfrequenz fs des LLC-Leistungswandlers verringern. Wenn sich umgekehrt die Ausgangsspannung V_out unterhalb der gewünschten Ausgangsspannung V_ref befindet, kann der Controller 205 die Verstärkung K durch Verringern der Schaltfrequenz fs des LLC-Leistungswandlers verringern.
LLC-Leistungswandler arbeiten oft in der induktiven Betriebsart, da in der induktiven Betriebsart vorteilhafte Eigenschaften wie beispielsweise Nullspannungsschalten (ZVS) erzielt werden können. Aufgrund von Aspekten von beispielsweise der Reverse-Recovery der Bodydioden der Leistungsschalter (z. B. MOSFETs) kann der Betrieb in der kapazitiven Betriebsart für LLC-Wandler problematisch sein. Allerdings kann der LLC-Wandler während des Betriebs abhängig von verschiedenen Faktoren wie beispielsweise der Last, der Arbeitsfrequenz und Parametern der Komponenten des LLC-Schwingkreises die kapazitive Betriebsart aufnehmen. Der LLC-Wandler kann die kapazitive Betriebsart auch in Fehlersituationen wie beispielsweise einem Ausgangskurzschluss oder einem AC-Leistungsverlust aufnehmen. Wie nachfolgend unter Bezugnahme auf die 3, 4A und 4B erörtert wird, stellen Ausgestaltungen der vorliegenden Offenbarung Verfahren zum Detektieren des Eintritts in die kapazitive Betriebsart bereit, und stellen in dem Fall, in dem der LLC-Wandler die kapazitive Betriebsart aufnimmt, ein Schaltverfahren, das den Betrieb des LLC-Wandlers in der kapazitiven Betriebsart mit keinem Risiko oder einem geringen Risiko einer Reverse-Recovery erlaubt, bereit.
3 zeigt das Zeitverlaufsdiagramm für das Schalten der Leistungsschalter Q₁ und Q₂ unter Verwendung eines Beispiel-Schaltverfahrens in der kapazitiven Betriebsart gemäß einer Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung. In 3 zeigt Kurve 301 die Gatespannung (z. B. die Spannung an dem Gate) des Low-Side-Transistors Q₂, Kurve 303 zeigt die Gatespannung des High-Side-Transistors Q₁, und Kurve 305 zeigt die Spannung an dem Schaltknoten 204 (siehe 2). Jede der Kurven 311/313/315/317/319 zeigt einen kleinen Strompuls (z. B. einen elektrischen Strom, der eine kurze Dauer wie beispielsweise zwischen etwa 10 ns bis etwa 500 ns andauert), der in das Gate des Low-Side-Transistors Q₂ hinein oder aus diesem heraus fließt. In 3 zeigt ein positiver Strom einen elektrischen Strom, der in einer ersten Richtung von dem Low-Side-Treiber 213 zu dem Gate des Low-Side-Transistors Q₂ (z. B. in das Gate des Low-Side-Transistor Q₂) fließt, und ein negativer Strompuls zeigt einen elektrischen Strom an, der in einer zweiten Richtung von dem Gate des Low-Side-Transistors Q₂ zu dem Low-Side-Treiber 213 (z. B. aus dem Gate des Low-Side-Transistors Q₂ heraus) fließt. Zusätzlich zeigt Kurve 207 in 3 den Schwingkreisstrom I_R (siehe 2). In 3 zeigt ein positiver Schwingkreisstrom I_R an, dass der Schwingkreisstrom I_R in dem LLC-Schwingkreis in Richtung 231 fließt (siehe 2), und der negative Schwingkreisstrom I_R zeigt an, dass der Schwingkreisstrom I_R in dem LLC-Schwingkreis entlang der entgegengesetzten Richtung von 231 fließt.
Bezugnehmend auf 3 ändert der Controller 205 zur Zeit T1 die Gatespannung des Low-Side-Transistors Q₂ (z. B. eines Leistungs-MOSFETs) von low (z. B. um elektrisch Masse herum) nach high (z. B. einige Volt), um den Low-Side-Transistor Q₂ (z. B. einen elektrisch leitenden Pfad mit geringem Widerstand zwischen der Source und dem Drain von Transistor Q₂ bildend) einzuschalten. Ein positiver Strompuls 311, der dem Ladestrom, der die Gate-Source-Kapazität von Q₂ lädt, um Q₂ einzuschalten, entspricht, tritt zur Zeit T1 auf. Bei einigen Ausgestaltungen dauert der Strompulse 311 zwischen etwa 10 ns bis etwa 500 ns wie beispielsweise 100 ns. Bei verschiedenen Ausgestaltungen liegt der Spitzenwert (z. B. der Maximalwert) des Strompulses 311 oberhalb eines ersten Schwellenwerts, der zwischen etwa 0,1 mA bis etwa 100 mA liegen kann. Andere Spitzenwerte für den Strompuls sind, abhängig von z. B. der Art des verwendeten Leistungstransistors Q₂, dem Lastzustand und/oder der Arbeitsfrequenz ebenso möglich.
Als nächstes ändert der Controller 205 zur Zeit T2 die Gatespannung von Q₂ von high nach low, um den Low-Side-Transistor Q₂ auszuschalten. Im Ergebnis fließt ein Entladestrom aus dem Gate des Low-Side-Transistors Q₂ und bewirkt damit einen Strompuls 313. Man beachte, dass der Strompuls 313 in 3 als negativer Strompuls gezeigt ist, um, wie oben beschrieben, für den Strompuls 313 die Richtung des Stromflusses (z. B. vom Gate des Low-Side-Transistors Q₂ zum Low-Side-Treiber 213) anzuzeigen. Der Absolutbetrag der Amplitude des Strompulses 313 und die Dauer des Strompulses 313 können ähnlich zu jenen des Strompulses 311 sein. Bei einigen Ausgestaltungen besitzen die Pulse (z. B. 311, 313, 319, 321) aufgrund der Gatesteueraktivität dieselbe oder eine ähnliche Dauer und dieselbe oder eine ähnliche absolute Amplitude (z. B. absolute Spitzenamplitude). Verglichen mit den Pulsen (z. B. 315, 317, unten erörtert) wegen der Drainspannungsänderung können die Pulse (z. B. 311, 313, 319, 321) aufgrund der Gatesteueraktivität wesentlich größere Amplituden, z. B. von 100 mA bis 5 A wie beispielsweise 500 mA, aufweisen. Bei einigen Ausgestaltungen weisen die zu der Gatesteueraktivität gehörenden Pulse (z. B. 311, 313, 319, 321) eine längere Dauer (zwischen etwa 20 ns und etwa 1 us wie beispielsweise 200 ns) als die zu der Drainspannungsänderung gehörenden Pulse (z. B. 315, 317), die eine Dauer zwischen etwa 100 ns und etwas 1 µs aufweisen können, auf.
Als nächstes ändert der Schwingkreisstrom I_R zur Zeit A1 seine Richtung von negativ nach positiv. Der positive Schwingkreisstrom I_R fließt durch die Drain-Source-Kapazität des High-Side-Transistors Q₁ und lädt somit den Kondensator C_r. Im Ergebnis steigt die Spannung an dem Schaltknoten 204, die zuvor gering war (z. B. um elektrisch Masse herum), wie durch die ansteigende Flanke der Kurve 305 zur Zeit T3 angezeigt, auf einem hohen Spannungswert (z. B. um die Versorgungsspannung V_in in 2 herum) an. Aufgrund der hohen Spannung an dem Schaltknoten 204 fließt ein Leckstrom bei einigen Ausgestaltungen von dem Schaltknoten 204 über die Drain-Gate-Kapazität C_p in Richtung des Gates des Low-Side-Transistors Q₂ und fließt aus dem Gate des Low-Side-Transistors Q₂ in Richtung des Low-Side-Treibers 213. Deshalb tritt am Gate des Low-Side-Transistors Q₂ zur Zeit T3 ein negativer Strompuls 315 auf. Bei einigen Ausgestaltung kann das Zeitintervall zwischen T3 und T2 zwischen etwa 100 ns bis etwa 2 us betragen. Bei einigen Ausgestaltungen kann das Zeitintervall zwischen T3 und A1 zwischen etwa 0 ns und etwa 25 us betragen. Man beachte, dass die Drain-Gate-Kapazität C_p eine parasitäre Kapazität ist und deshalb keinen eigenständigen Kondensator darstellt. 2 zeigt die Drain-Gate-Kapazität Q_P lediglich dazu, die Erörterung hierin zu vereinfachen.
Wie andere Strompulse (z. B. 311/313/317/319/321) kann der negative Puls 315 unter Verwendung der Stromerfassungsschaltung 209 detektiert werden. Die 4A and 4B zeigen ein Blockschaltbild einer Stromerfassungsschaltung 300 bzw. ein Blockschaltbild einer Erfassungsschaltung 300A, die als Stromerfassungsschaltung 209 in 2 verwendet werden können. Wie in 4A dargestellt besitzt die Stromerfassungsschaltung 300 einen Eingangsanschluss 301, der mit dem Low-Side-Treiber 213 in 2 gekoppelt werden kann. Die Stromerfassungsschaltung 300 besitzt einen zweiten Anschluss 303, der mit dem Gate des Low-Side-Transistors Q₂ in 2 gekoppelt sein kann. Ein Widerstand 305 ist zwischen den Anschluss 301 und den Anschluss 303 gekoppelt und wandelt den Strom, der in das Gate des Low-Side-Transistors Q₂ hinein oder aus diesem heraus fließt, in eine Spannung V₁ über dem Widerstand 305. Bei einigen Ausgestaltungen beträgt der Widerstandswert des Widerstands 305 zwischen etwa 10 Ω bis etwa 1 kΩ. Ein elektrischer Strom, der in Richtung 331 fließt, wird in einen positiven Spannungsabfall über den Widerstand 305 in Richtung 331 gewandelt, und, umgekehrt, wird ein elektrischer Strom, der in die entgegengesetzte Richtung von 331 fließt, in einen negativen Spannungsabfall über dem Widerstand 305 in der Richtung 331 gewandelt.
Wie in 4A dargestellt verstärkt der Verstärker 307 (der einen Operationsverstärker, einen Kompensator oder dergleichen aufweisen kann) den Spannungsabfall (z. B. den positiven Spannungsabfall oder den negativen Spannungsabfall) über dem Widerstand 305 entlang Richtung 331 zur weiteren Verarbeitung. Bei einigen Ausgestaltungen wird der verstärkte Spannungsabfall an den Ausgangsanschluss 311 zur weiteren Verarbeitung an den Controller 205 ausgegeben. Der Controller 205 kann das analoge Spannungssignal unter Verwendung von ADCs, die in den Controller 205 integriert sind, in digitale Daten wandeln. Der Controller 205 kann Algorithmen, die aus dem digitalisierten Spannungssignal positive oder negative Strompulse detektieren, ausführen. Bei anderen Ausgestaltungen wird der Spannungsabfall durch ein ADC-Modul 309 der Stromerfassungsschaltung 300 in digitale Daten gewandelt, und das digitale Spannungssignal wird über den Ausgangsanschluss 313 zur Detektion von Strompulsen an den Controller 205 gesandt. Bei noch anderen Ausgestaltungen besitzt die Stromerfassungsschaltung 300 eine digitale Logik 317, die die Detektion positiver oder negativer Strompulse unter Verwendung des digitalisierten Spannungssignals ausführt. Die digitale Logik 317 kann eine Schnittstelle 319, die verwendet wird, um den Betrieb der digitalen Logik 317 zu steuern, aufweisen. Zum Beispiel kann der Controller 205 über die Schnittstelle 319 Parameter, die durch die digitale Logik 317 zur Detektion von Strompulsen (z. B. unterer Schwellenwert des Spannungssignals, um die Strompulsdetektion auszulösen, Größe des Detektionsfensters usw.) verwendet werden, senden. Die Detektionsergebnisse, welche digitale Daten sind, werden an einem Ausgangsanschluss 315 an den Controller 205 gesandt. Jeder der Ausgangsports 311/313/315 in 4A kann als Ausgang 217 in 2 verwendet werden.
Die digitale Logik 317 entlastet den Controller 205, indem sie die Aufgabe der Strompulsdetektion durchführt und somit Verarbeitungskapazität des Controllers 205 für andere Aufgaben einspart. Andere Vorteile können einen geringeren Leistungsverbrauch und die Fähigkeit, an eine breite Auswahl von Controllern (z. B. kostengünstigen Controllern mit beschränkter Verarbeitungsleistung) anzukoppeln, beinhalten. Bei einigen Ausgestaltungen ist die Stromerfassungsschaltung mit dem High-Side-Transistor und dem Low-Side-Transistor in derselben integrierten Schaltung (IC) integriert. Zum Beispiel können die Stromerfassungsschaltung 209 und die Leistungsschalter Q₁ und Q₂ in 2 miteinander integriert werden, um ein IC 219 zu bilden.
4B zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Stromerfassungsschaltung 300A in einer Ausgestaltung. Die Erfassungsschaltung 300A ist ähnlich der Erfassungsschaltung 300, jedoch ist der Widerstand 305 durch ein Paar antiparalleler Dioden 306A und 306B ersetzt. Zusätzlich kann es sich bei dem Verstärker 307 in 4B um einen Kompensator, der einen positiven oder negativen Spannungsabfall V₁ entlang Richtung 331 in einen entsprechenden Spannungspegel (z. B. einen hohen Spannungspegel wie beispielsweise einige wenige Volt oder einen geringeren Spannungspegel wie beispielsweise elektrisch Masse) wandeln kann, handeln. Bei dem Beispiel von 4B sind der ADC 309 und die digitale Logik 319 optional und können daher bei einigen Ausgestaltungen verwendet werden oder nicht.
Bezugnehmend auf 3 ändert der Controller 205, nachdem der negative Strompuls 315 detektiert wurde, die Gatespannung des High-Side-Transistors Q₁ von low (z. B. um elektrisch Masse herum) nach high (z. B. um die Versorgungsspannung V_in in 2 herum), um den High-Side-Transistor Q₁, wie durch die ansteigende Flanke von Kurve 303 zur Zeit T4 angezeigt, einzuschalten. Das Zeitintervall zwischen T3 und T4 kann bei einigen Ausgestaltungen zwischen 100 ns bis etwa 2 us betragen, obwohl andere Werte ebenfalls möglich sind. Da die Spannung an dem Schaltknoten 204 bereits hoch ist, wird durch das Einschalten des High-Side-Transistors Q₁ zur Zeit T4 kein Strompuls erzeugt.
Als nächstes schaltet der Controller zur Zeit T5 den High-Side-Transistor Q₁ aus. Man beachte, dass der Schwingkreisstrom I_R zur Zeit T5 negativ ist (z. B. in die entgegengesetzte Richtung von 231 fließt), weshalb der negative Schwingkreisstrom I_R, nachdem der High-Side-Transistor Q₁ abgeschaltet wird, durch die Bodydiode des High-Side-Transistors Q₁ fließt. Im Ergebnis ist die Spannung an dem Schaltknoten 204 nach wie vor hoch, und deshalb wird an dem Gate des Low-Side-Transistors Q₂ zur Zeit T5 kein Strompuls erzeugt. Man beachte, dass der LLC-Wandler bei dem dargestellten Beispiel nach der Zeit T5 die kapazitive Betriebsrat aufnimmt.
Beim herkömmlichen Betrieb eines LLC-Wandlers kann der Low-Side-Transistor Q₂ kurz nach der Zeit T5, zum Beispiel zur Zeit T6', die sich etwa 200 ns bis 500 ns nach T5 (z. B. dieselbe Verzögerung wie die Verzögerung zwischen der Zeit T2 und T3) befinden kann, eingeschaltet werden. Da die Bodydiode von Q₁ zur Zeit T6' in Vorwärtsrichtung gepolt ist und die Spannung an dem Schaltknoten 204 noch hoch ist, würde das Einschalten von Q₂ zur ZeitT6' die Spannung an dem Schaltknoten 204 auf elektrisch Masse ziehen und damit eine Reverse-Recovery für die Bodydiode des High-Side-Transistors Q₁ bewirken. Da es sich bei Vin um eine relative hohe Spannung (z. B. etwa einhundert Volt oder wenige hundert Volt) handeln kann, kann der Effekt der Reverse-Recovery einen ernsthaften Schaden oder Bauelementfehler der Leistungstransistoren verursachen.
Anstelle zur Zeit T6' zu schalten, wartet der Controller 205 auf die Detektion eines positiven Strompulses 317 zur Zeit T6. Der positive Strompuls 317 tritt auf, nachdem der LLC-Schwingkreisstrom I_R zur Zeit A2 die Richtung von negativ nach positiv ändert. Da Q₁ ausgeschaltet ist, fließt nach der Zeit A2 der positive Schwingkreisstrom I_R durch die Bodydiode des Low-Side-Schalters Q₂ und zieht damit, wie durch die abfallende Flanke der Kurve 305 zur Zeit T6 gezeigt, die Spannung an dem Schaltknoten 204 nach unten auf low. Bei einigen Ausgestaltungen ist das Zeitintervall zwischen T5 und T6 größer als etwa 2 µs wie beispielsweise 10 ms. Aufgrund der geringeren Spannung an dem Schaltknoten 204 wird ein positiver Strompuls 317, der zur Zeit T6 in das Gate des Low-Side-Transistors Q₂ fließt, erzeugt. Der Strompuls 317 kann als Hinweis für die Aufnahme der kapazitiven Betriebsart verwendet werden. Die Amplitude des Strompulses 317 und die Dauer des Strompulses 317 können ähnlich zu jenen des Strompulses 311 sein.
Da sich die Spannung an dem Schaltknoten 204 bereits auf einer geringen Spannung (z. B. um elektrisch Masse herum) befindet, kann der Low-Side-Schalter Q₂ bei einigen Ausgestaltungen auf die Detektion des Strompulses 17 zur Zeit T6 hin ohne das Risiko einer Reverse-Recovery für den High-Side-Transistor Q₁ eingeschaltet werden. Bei der gezeigten Ausgestaltung wird der Low-Side-Schalter Q₂ zur Zeit T7 mit einem entsprechenden Strompuls 319 zur Zeit T7 eingeschaltet. Bei verschiedenen Ausgestaltungen beträgt das Zeitintervall zwischen T6 und T7 zwischen etwa 100 ns bis etwa 2 us.
Wie oben erörtert ermöglicht das in 3 dargestellte Beispiel-Schaltverfahren die Detektion der Aufnahme der kapazitiven Betriebsart und erlaubt es dem LLC-Wandler, in der kapazitiven Betriebsart zu überleben (z. B. mit einem verringerten Risiko einer kritischen Beschädigung zu arbeiten).
5 zeigt ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Betrieb eines LLC-Wandlers gemäß einigen Ausgestaltungen. Es versteht sich, dass es sich bei den in 5 gezeigten Beispiel-Verfahren lediglich um ein Beispiel von vielen möglichen Beispiel-Methoden handelt. Fachleute werden viele Variationen, Alternativen und Modifikationen erkennen. Zum Beispiel können verschiedene Schritte, wie sie in 5 dargestellt sind, hinzugefügt, entfernt, ersetzt, neu angeordnet und wiederholt werden.
Bezugnehmend auf 5 wird bei Schritt 2010 der High-Side-Schalter eines Spule-Spule-Kondensator-(LLC)-Leistungswandlers ausgeschaltet. Bei dem High-Side-Schalter kann es sich um einen Leistungstransistor (z. B. einen MOSFET) handeln. Bei Schritt 2020 wird nach dem Ausschalten des High-Side-Schalters ein erster Strompuls an einem Gate eines Low-Side-Schalters des LLC-Leistungswandlers detektiert. Bei diesem ersten Strompuls kann es sich um einen positiven Strompuls (z. B. den positiven Strompuls 317), der einem in das Gate des Low-Side-Schalters fließenden Strom entspricht, handeln. Eine Zeitverzögerung zwischen des Ausschalten des High-Side-Schalters und dem zweiten Strompuls kann größer als 2 µs, z. B. 10 ms, sein. Bei Schritt 2030 wird der Low-Side-Schalter des LLC-Leistungswandlers nach dem Detektieren des ersten Strompulses eingeschaltet. Das Einschalten des Low-Side-Schalters kann einen positiven Strompuls (z. B. den positiven Strompuls 319) erzeugen.
Vorteile von Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung beinhalten eine verbesserte Fähigkeit, einen LLC-Leistungswandler in einer kapazitiven Betriebsart ohne das Risiko einer Reverse-Recovery und eines Bauelementausfalls sicher zu betreiben. Das offenbarte Schaltverfahren schützt die Leistungsschalter (z. B. MOSFETs) des LLC-Leistungswandlers gegenüber zerstörerischen Ereignissen. Verschiedene Betriebsbedingungen wie beispielsweise ein Ausgangskurzschluss, eine Haltezeit mit kleinen Leistungsfaktur-Korrektur-(PFC)-Kondensatoren und ein Lastsprung können zu zerstörerischen Ereignissen wie beispielsweise einer Reverse-Recovery der Bodydiode von Leistungs-MOSFETs führen. Die Beispiel-Verfahren ermöglichen einen sicheren Betrieb von LLC-Leistungswandlern unter diesen Bedingungen. Ausgestaltungen der vorliegenden Offenbarung detektieren Strompulse an dem Gate des Low-Side-Transistors unter Verwendung einer Stromerfassungsschaltung. Da die Stromerfassungsschaltung auch für den Betrieb in einer induktiven Betriebsart verwendet werden können, kann es sein, dass keine zusätzliche Hardware zur Implementierung der in der vorliegenden Offenbarung dargelegten Verfahren erforderlich ist.

Claims

Verfahren das aufweist: Ausschalten eines High-Side-Schalters eines LLC-(Spule-Spule-Kondensator)-Leistungswandlers; Detektieren eines ersten Strompulses an einem Gate eines Low-Side-Schalters des LLC-Leistungswandlers nach dem Ausschalten des High-Side-Schalters; und Einschalten des Low-Side-Schalters des LLC-Leistungswandlers nach dem Detektieren des ersten Strompulses.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem der High-Side-Schalter einen ersten Transistor aufweist und der Low-Side-Schalter einen zweiten Transistor aufweist, wobei ein Drain des High-Side-Schalters mit einem Leistungsversorgungsknoten gekoppelt ist, eine Source des High-Side-Schalters mit einem Drain des Low-Side-Schalters gekoppelt ist, und eine Source des Low-Side-Schalters mit einem Referenzspannungsknoten gekoppelt ist.
Verfahren gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem das Detektieren des ersten Strompulses das Detektieren eines ersten Stroms, der in einer ersten Richtung von einer Treiberschaltung des Low-Side-Schalters zu dem Gate des Low-Side-Schalters fließt, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 3, bei dem das Detektieren des ersten Strompulses das Detektieren, dass der erste Strompuls einen Spitzenwert größer als ein erster Stromschwellenwert ist, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 4, bei dem der erste Stromschwellenwert zwischen etwa 0,1 mA und etwa 100 mA liegt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 3 bis 5, bei dem das Detektieren des ersten Strompulses das Detektieren des ersten Strompulses 2µs oder mehr nach dem Ausschalten des High-Side-Schalters aufweist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 3 bis 6, bei dem das Detektieren des ersten Strompulses das Messen einer ersten Spannung über einem Widerstand, der zwischen das Gate des Low-Side-Schalters und die Treiberschaltung des Low-Side-Schalters gekoppelt ist, aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 7, bei dem der Widerstand in dieselbe integrierte Schaltung wie der Low-Side-Schalter integriert ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 3 bis 8, das vor dem Ausschalten des High-Side-Schalters weiterhin aufweist: Detektieren eines zweiten Strompulses an dem Gate des Low-Side-Schalters; und Einschalten des High-Side-Schalters nach dem Detektieren des zweiten Strompulses.
Verfahren gemäß Anspruch 9, bei dem das Detektieren des zweiten Strompulses das Detektieren eines zweiten Stroms aufweist, der in einer zweiten Richtung von dem Gate des Low-Side-Schalters zu der Treiberschaltung des Low-Side-Schalters fließt.
Verfahren gemäß Anspruch 10, bei dem das Detektieren des zweiten Strompulses das Detektieren aufweist, dass der zweite Strompuls einen Spitzenwert größer als ein zweiter Stromschwellenwert aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem der zweite Stromschwellenwert zwischen etwa 0,1 mA und etwa 100 mA liegt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 9 bis 12, das weiterhin das Detektieren eines dritten Strompulses einen zweiten Zeitraum vor dem Detektieren des zweiten Strompulses aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 13, bei dem der zweite Zeitraum zwischen etwa 200 ns bis etwa 500 ns beträgt.
Verfahren gemäß Anspruch 13 oder 14, bei dem das Detektieren des dritten Strompulses das Detektieren eines dritten Stroms aufweist, der in der zweiten Richtung von dem Gate des Low-Side-Schalters zu der Treiberschaltung des Low-Side-Schalters fließt.
Controller in einem Halbbrücken-LLC-(Spule-Spule-Kondensator)-Leistungswandlersystem, das einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor aufweist, wobei der Controller dazu ausgebildet ist: den High-Side-Transistor auszuschalten; nach dem Ausschalten des High-Side-Transistors an einem Gate des Low-Side-Transistors einen ersten Strompuls zu detektieren; und den Low-Side-Transistor auf das Detektieren des ersten Strompulses hin einzuschalten.
Controller gemäß Anspruch 16, bei dem das Detektieren des ersten Strompulses das Detektieren eines ersten Stroms, der in das Gate des Low-Side-Transistors fließt, aufweist.
Controller gemäß Anspruch 17, bei dem der erste Strom einen Spitzenwert, der größer als ein erster Schwellenwert ist, aufweist, wobei der erste Schwellenwert zwischen etwa 0,1 mA und etwa 100 mA beträgt.
Controller gemäß einem der Ansprüche 16 bis 18, bei dem das Detektieren des ersten Strompulses das Detektieren des ersten Strompulses etwa 2 µs oder mehr nach dem Ausschalten des High-Side-Transistors aufweist.
Controller gemäß einem der Ansprüche 17 bis 19, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, vor dem Ausschalten des High-Side-Transistors: an dem Gate des Low-Side-Transistors einen zweiten Strompuls zu detektieren; und den High-Side-Transistor nach dem Detektieren des zweiten Strompulses auszuschalten.
Controller gemäß Anspruch 20, bei dem das Detektieren des zweiten Strompulses das Detektieren eines zweiten Stroms, der aus dem Gate des Low-Side-Transistors fließt, aufweist.
Controller gemäß Anspruch 20 oder 21, bei dem das Einschalten des High-Side-Transistors das Einschalten des High-Side-Transistors 2 µs oder mehr nach dem Detektieren des zweiten Strompulses aufweist.
Leistungssystem, das aufweist: einen LLC-(Spule-Spule-Kondensator)-Wandler, der aufweist: eine Schaltbrücke, die einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor aufweist; einen LLC-Schwingkreis, der mit der Schaltbrücke gekoppelt ist, wobei der LLC-Schwingkreis eine erste Spule, einen ersten Kondensator und eine zweite Spule aufweist; einen Transformator, der mit dem LLC-Schwingkreis gekoppelt ist, wobei der Transformator eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist; und einen Controller, der mit dem High-Side-Transistor und dem Low-Side-Transistor gekoppelt ist, wobei der Controller dazu ausgebildet ist: den High-Side-Transistor auszuschalten; nach dem Ausschalten des High-Side-Transistors an einem Gate des Low-Side-Transistors einen ersten Strompuls zu detektieren; und den Low-Side-Transistors nach dem Detektieren des ersten Strompulses einzuschalten.
Leistungssystem gemäß Anspruch 23, bei dem der Controller weiterhin dazu ausgebildet ist, vor dem Ausschalten des High-Side-Transistors: an dem Gate des Low-Side-Transistors einen zweiten Strompuls zu detektieren; und den High-Side-Transistor nach dem Detektieren des zweiten Strompulses einzuschalten.
Leistungssystem gemäß Anspruch 23 oder 24, bei dem das Detektieren des ersten Strompulses das Detektieren eines ersten Stroms, der in das Gate des Low-Side-Transistors fließt, aufweist, und bei dem das Detektieren des zweiten Strompulses das Detektieren eines zweiten Stroms, der aus dem Gate des Low-Side-Transistors fließt, aufweist.
Leistungssystem gemäß Anspruch 25, bei dem ein erstes Zeitintervall zwischen dem Ausschalten des High-Side-Transistors und dem Detektieren es ersten Strompulses größer als etwa 2 µs ist, wobei ein zweites Zeitintervall zwischen dem Detektieren des zweiten Strompulses und dem Einschalten des High-Side-Transistors zwischen etwa 200 ns bis etwa 500 ns beträgt.
Leistungssystem gemäß einem der Ansprüche 23 bis 26, das weiterhin eine Stromerfassungsschaltung, die zwischen den Controller und das Gate des Low-Side-Transistors gekoppelt ist, aufweist.
Leistungssystem gemäß Anspruch 27, bei dem die Stromerfassungsschaltung einen Widerstand, der zwischen das Gate des Low-Side-Transistors und eine Treiberschaltung des Low-Side-Transistors gekoppelt ist, aufweist.